本文將探討如何在雪崩工作條件下評估 SiC MOSFET 的魯棒性。MOSFET 功率變換器，特別是電動汽車驅動電機功率變換器，需要能夠耐受一定的工作條件。如果器件在續流導通期間出現失效或柵極驅動命令信號錯誤，就會致使變換器功率開關管在雪崩條件下工作。因此，本文通過模擬雪崩事件，進行非鉗位感性負載開關測試，并使用不同的 SiC MOSFET 器件，按照不同的測試條件，評估技術的失效能量和魯棒性。

引語

能效和可靠性是所有電子功率變換器必備的主要特性。在與人類社會活動和生態環境保護相關的應用領域，例如，交通、工業、能源轉換等，標準硅基功率開關管已被 SiC MOSFET 取代，因為 SiC MOSFET 在電流密度 / 芯片面積、擊穿電壓、開關頻率、工作溫度方面表現更出色，可縮減功率變換器的體積和尺寸，同時提高能效［1］，［2］。

采用最新一代 SiC MOSFET 設計功率變換器應該認真考慮器件的可靠性和魯棒性，避免讓異常失效現象破壞系統的整體安全性［3］，［4］。短路和雪崩是可能導致電源轉換器開關管嚴重失效的異常事件［5］ ［6］。

短路事件可能是錯誤和失控的工作條件引起的，例如，器件開關順序命令出錯。當漏源電壓 VDS 超過擊穿電壓額定值時，會發生雪崩事件［7］。

對于 dvDS/dt 和 diD/dt 變化率很高的應用，在開關瞬變期間，VDS 可能會超過擊穿電壓額定值。高瞬變率結合變換器布局固有的寄生電感，將會產生電壓尖峰，在極端情況下，導致雪崩事件發生［7］，［14］，［16］。SiC MOSFET 可能會出現這些工作條件，分立器件的 dvDS/dt 可能輕松超過 100V/ns，diD/dt 超過 10A/ns ［1］，［21］。

另一方面，電機功率變換器也是一個值得關注的重點，例如，電動汽車的驅動電機逆變器、工業伺服電機等，這些應用的負載具有典型的電感特性，要求功率開關還必須兼備續流二極管的功能［18］。因此，在二極管關斷時，其余器件將傳導負載電流，進行非鉗位感性負載開關 UIS 操作，工作于雪崩狀態是無法避免的［13］。在這種雪崩期間，除過電壓非常高之外，高耗散能量也是一個需要考慮的重要問題，因為器件必須耐受異常的電壓和電流值。

采用失效檢測算法和保護系統，配合同樣基于“可靠性”標準的變換器設計方法，是很有必要的［20］。但是，除了安全保護和最佳設計規則外，功率開關管還必須強健結實，即具有“魯棒性”，才能耐受某種程度的異常工作條件，因為即便超快速檢測算法和保護系統也無法立即發揮作用［19］。SiC MOSFET 的雪崩問題已成為一個重要的專題，由于該技術尚未完全成熟，因此需要進行專門的研究［7］-［13］。

本文的目的是分析 SiC MOSFET 在雪崩工作條件下的魯棒性。為了驗證魯棒性分析結果，我們做了許多實驗。最后，我們介紹了器件在不同的 UIS 測試條件下的魯棒性。

雪崩事件

通常來說，雪崩事件只有在器件達到擊穿電壓時才會發生。在正常工作條件下，凡是設置或要求高開關頻率的應用都會發生這種現象。

以基于半橋轉換器的應用為例，讓我們詳細解釋一下雪崩現象。

圖 1（a）是一個簡化的半橋轉換器電路原理圖，電路中有兩個 SiC MOSFET 開關管，分別用 QH 和 QL 表示，除開關管外，還有一個感性負載；圖 1（b）是上面電路的等效電路圖，最重要的部分是主要寄生元件，特別是代表電源回路等效寄生電感的 LDH，LSH，LDL 和 LSL，電源回路是指連接+ DC 電路（VDD）與 QH 漏極，QH 源極至 QL 漏極，QL 源極至 -DC 電路的電源軌。此外，LGH，LGL 是 QH 和 QL 的柵極 - 源極路徑信號回路的等效寄生電感。考慮到 HiP247 封裝分立器件有三或四個引線，上面的寄生電感中包含 SiC MOSFET 焊線和引線的寄生電感，詳細信息參見［15］，［16］。同樣重要的是，還要考慮 SiC MOSFET 的寄生電容 CGS，CDS 和 CGD，這些參數是漏極 - 源極電壓 VDS 的函數［21］。

不難理解在下面兩個案例的極端工作條件期間產生的電壓尖峰：

1）有源器件導通，無源器件的體二極管關斷

2）有源器件關斷，無源器件的體二極管導通

用 1200V，25mΩ，HIP247-4L 封裝的 SiC MOSFET 分立器件，按照圖 1 的方案做實驗測試，描述瞬變在什么情況下被定義為極端工作條件。為簡單起見，將 QL 視為有源器件，它由適合的柵極驅動器電路控制；QH 是無源器件，用作續流二極管，并且通常在相關終端施加 -5V 的恒定負柵極 - 源極電壓。

圖 1：半橋轉換器橋臂：（a）簡化框圖，（b）包括主要寄生元件的等效電路。

通過分析圖 2 的實驗結果，可以知曉案例 1）的極端工作條件。

圖 2：在 850V， 130A，QH 體二極管關斷時，VGS， ID 和 VDS 的典型波形。

本節重點介紹在 QL 導通時 QH 體二極管的“反向恢復”過程。測試條件是 175°C，VDD=850V， ID=130A。SiC MOSFET 的反向恢復過程是一個重要的課題，許多人都在研究這種現象［17］，［18］。軟恢復和硬恢復模式受載流子壽命、摻雜分布、裸片面積等因素影響。從應用角度來看，反向恢復特性主要與正向電流大小 ID 及其變化率 diD/dt 和 工作溫度有關。圖 2 顯示了變化速率 12A/ns 的 ID 引起的 QH 體二極管硬恢復特性。由于結耗盡非?？?，漏極 - 源極電壓 VDS 以最快的速度上升。在 diD/dt 和 dirr/dt 與寄生電感的綜合作用下，尖峰電壓現象嚴重，并且在 VDS 波形上看到振蕩行為。另外，VGS 波形出現明顯振蕩，應鉗制該電壓，以避免雜散導通［16］。

快速恢復用于描述恢復的效果，概念定義詳見文獻［17］。

通過優化轉換器電路板布局，將寄生電感降至非常低，可以限制在電流變化率非常高的關斷期間產生的電壓尖峰，從而最大程度地利用 SiC MOSFET 的性能。

圖 3 的實驗測試結果解釋了案例 2）的極端工作條件。圖中所示是在室溫（25°C），850V，130A 條件下 QL“關斷”時的相關參數波形。因為器件采用 HIP247-4L 封裝，3.3?的柵極電阻 Rg 加快了關斷瞬變，并且 VDS 的峰值非常高（約 1550V）。

圖 3：在 850V， 130A 條件下關斷 QL，VGS， ID， VDS 和 Poff 的典型波形。

通過進一步降低 Rg 阻值提高關斷速度，將會引發雪崩事件，不過，在本實驗報告中沒有達到雪崩狀態。

但是，除極端工作條件外，元器件失效也會導致雪崩事件［4］。

以前文提到的圖 1 半橋轉換器為例，當 QH 續流二極管失效，致使器件關斷時，負載電流必須在關斷瞬變期間流經互補器件 QL，這個過程被稱為非鉗位感性負載開關 UIS。在這個事件期間，器件必須承受某種程度的能量，直到達到 QL 擊穿極限值為止。

這種失效機制與臨界溫度和熱量產生有關。SiC MOSFET 沒有硅基器件上發現的其它失效模式，例如，BJT 閂鎖［10］。在 UIS 條件下的雪崩能量測試結果被用于定義 SiC MOSFET 的魯棒性。

圖 4（a）和圖 4（b）是 SiC MOSFET 的 UIS 測試結果。這些測試是在圖 1 無 QH 的配置中做的，測試條件是 VDD=100V， VGS=-5/18V， RGL=4，7?， L=50?H， Tc=25°C，下一章詳細解釋這樣選擇的原因。

圖 4（a）所示是前三次脈沖測試。QL 正在傳導電流，在第一個脈沖時關斷，如圖中藍色的 VGS，VDS 和 ID 的波形所示，有過電壓產生，VDS 略低于 1500V，但器件沒有雪崩。在增加脈沖周期后，如圖中綠色波形所示，電流 ID 達到 5A，器件開始承受雪崩電壓。再重復做一次 UIS 測試，如黑色波形所示，電流值變大，但由于負載電感器較小，直到電流值非常大時才達到失效能量。

圖 4：UIS 實驗，（a）雪崩過程開始時的波形；（b）施加最后兩個脈沖時的波形。

圖 4（b）所示是最后一種情況的測試結果。藍色波形是在一系列單脈沖后，器件失效前倒數第二個脈沖產生的波形，從圖中可以看到，器件能夠處理關斷瞬變，耐受根據下面的雪崩能量公式（1）算出的約 0，7J 雪崩能量，最大漏極電流為 170A，雪崩電壓平均值為 1668V。

紅色波形是在施加最后一個脈沖獲得的失效波形，這時器件不再能夠耐受雪崩能量，并且在 t *時刻發生失效，漏極電流開始驟然增加。

魯棒性評估和雪崩測試

我們用三組 1200V SiC MOSFE 做了 UIS 測試，表 1 列出了這三組器件的主要數據。

5（a）所示是測試等效電路圖，5（b）所示是相關實驗裝置。QL 是待測器件（DUT），測試目標是分析 DUT 的關斷特性。

表 1：SiC MOSFET 規格

圖 5：UIS 實驗裝置： （a）等效電路， （b） 實驗臺

設置 A，B，C 三種測試條件；施加周期遞增的單脈沖序列，直到待測器件失效為止。

VDD=100V， VGS=-5/18V

A.vs RGL=4，7?， 10?， 47?， at L=50uH， Tc=25°C

B.vs L=50uH， 1mH， at RGL=4，7?， Tc=25°C

C.vs Tc=25°C， 90°C， 200°C， at L=50uH， RGL=4，7?

為了便于統計，從 D1，D2 和 D3 三組器件中分別抽出五個樣品，按照每種測試條件各做一次 UIS 實驗，測量和計算失效電流和失效能量，參見圖 6，圖 7 和圖 8。

圖 6（a）所示是從 SiC MOSFET D3 中抽出的一個典型器件，按照測試條件“A”做 UIS 測試的 VDS 和 ID 失效波形。

圖 6：UIS 對 RG 最終測試結果：（a） 一個 D3 樣品的 VDS 和 ID 典型值；（b）平均失效能量 EAV。

為了清楚起見，只給出了 RG ＝4.7Ω和 47Ω兩種情況的波形。我們觀察到，失效電流不受 RGL 的影響。圖 6（b）顯示了 D1，D2 和 D3 三組的平均 EAV。

注意到 EAV 失效能量略有降低，可忽略不計，因此，可以得出結論，在 UIS 測試條件下，這些 SiC MOSFET 的魯棒性與 RG 無關。

圖 7（a）和（b）所示是按照測試條件 B，在 L=50?H 和 1mH 時，各做一次 UIS 測試的失效波形，為簡單起見，只從 SiC MOSFET D3 中抽取一個典型樣品做實驗。

在提高負載電感后，電感器儲存的能量增加，因此，失效電流減小。

圖 7：UIS 對 L 最終測試結果 （a） 在 L=50?H 時， D3 樣品的 VDS 和 ID 典型值 （b）在 L=1mH 時， D3 樣品的 VDS 和 ID 典型值 （c） 平均失效能量 EAV.

圖 7（c）顯示了 D1，D2 和 D3 的平均 EAV 與 L 的關系，可以觀察到，器件 D3 的失效能量 EAV 隨著負載電感提高而顯著提高，而 D1 和 D2 的 EAV 則略有增加。通過分析圖 8 可以發現這種行為特性的原因。圖 8 是根據等式（2）計算出來的結溫 Tj 的分布圖：

Tj=T0+PAVZth（2）

其中：T0 是起始溫度，PAV 是平均脈沖功率，Zth 是芯片封裝熱阻，本次實驗用的是不帶散熱器的 TO247-3L 封裝。

電感器儲存能量的大小與電感值有關，儲存能量將被施加到裸片上，轉換成熱能被耗散掉。

如圖 7（a）所示，低電感值會導致非常大的熱瞬變，這是因為電流在幾微秒內就達到了非常高的數值，如圖 7（a）所示，因此，結溫在 UIS 期間上升非?？?，但裸片沒有夠的時間散掉熱量。相反，在高電感值的情況下，電流值較低，如圖 7（b）所示，并且裸片有足夠的時間散掉熱量，因此，溫度上升平穩。

這個實驗結果解釋了為什么被測器件 D3 的 EAV 隨負載電感提高而顯著增加的原因，另外，它的裸片面積比 SiC MOSFET D1 和 D2 都大。

圖 8：典型 D3 器件的估算結溫 Tj 對 L 曲線圖。

最后，在圖 9 中報告了測試條件 C 的 UIS 測試結果，測試條件 C 是封裝溫度的函數，用熱電偶測量封裝溫度數值。

圖 9（a）所示是 D3 在 Tc=25°C，90℃和 200℃三個不同溫度時的 VDS 和 ID 波形。不出所料，D1，D2 和 D3 三條線的趨勢相似，工作溫度越高，引起器件失效的 EAV 就越低，圖 9（b）。

圖 9：UIS 對 Tc 的最終測試結果；（a）D3 樣品在不同的 Tc 時的 VDS 和 ID 典型值；（b）平均失效能量 EAV 對 TC 曲線

結論

本文探討了在 SiC MOSFET 應用中需要考慮的可能致使功率器件處于雪崩狀態的工作條件。為了評估 SiC MOSFET 的魯棒性，本文通過實驗測試評估了雪崩能量，最后還用三款特性不同的 SiC MOSFET 做對比測試，定義導致器件失效的最大雪崩能量。雪崩能量與芯片面積成正比，并且是柵極電阻、負載電感和外殼溫度的函數。

這種在分立器件上進行的雪崩耐量分析，引起使用電源模塊開發應用的設計人員的高度關注，因為電源模塊是由許多并聯芯片組成，這些芯片的魯棒性需要高度一致，必須進行專門的測試分析。此外，對于特定的應用，例如，汽車應用，評估雪崩條件下的魯棒性，可以考慮使用單脈沖雪崩測試和重復雪崩測試方法。這是一個重點課題，將是近期評估活動的目標。

參考文獻

［1］F. Wang and Z. Zhang “Overview of Silicon Carbide Technology： Device， Converter， System， and Application，” Power Electr. And Appl. Trans on. CPSS， vol. 1， no. 1， pp. 13-32， December 2016.

［2］S. Ji， Z. Zhang， F. F. Wang “Overview of High Voltage SiC Power Semiconductor Devices： Development and Application，” CES Trans. On Elec. Machines and Systems， vol. 1， no. 3， Sept. 2017， pp.：254-264.

［3］B. Wang， J. Cai， X.Du and L. Zhou “Review of Power Semiconductor Device Reliability for Power Converters，” CPSS Trans. On Pow. Elect. and Appl. Vol.2， no.2， pp. 101-117， June2017.

［4］A. Hanif， Y. Yu， D. DeVoto and F.Khan “A Comprehensive Review Toward the State-of-the-Art in Failure and Lifetime Predictions of Power Electronic Devices，” IEEE Trans. On Pow. Elect. vol.34， no.5， pp. 4729- 4746May2019.

［5］B. Mirafzal “Survey of Fault-Tolerance Techniques for Three-Phase Voltage Source Inverters，” IEEE Trans. on Ind. Elec. Vol.61， no.10， pp. 5192-5202， Oct.2014.

［6］F. Richardeau， P. Baudesson， T. A. Meynard “Failures-Tolerance and Remedial Strategies of a PWM Multicell Inverter，” IEEE Trans. Power Elec.， vol. 17， no. 6， pp 905-912， Nov.2002.

［7］A. Fayyaz， G. Romano， J. Urresti， M. Riccio， A. Castellazzi， A. Irace， and N. Wright， “A Comprehensive Study on the Avalanche Breakdown Robustness of Silicon Carbide Power MOSFETs”， Energies， vol. 10， no. 4， pp. 452-466， 2017.

［8］M. D. Kelley， B. N. Pushpakaran and Stephen B. Bayne “Single-Pulse Avalanche Mode Robustness of Commercial 1200 V/80 mΩ SiC MOSFETs，” IEEE Trans. On Pow. Elec. Vol. 32， no.8， pp. 6405-6415， Aug. 2017.

［9］I. Dchar， M. Zolkos， C. Buttay， H. Morel “Robustness of SiC MOSFET under Avalanche Conditions”， 2017 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition （APEC）

［10］N. Ren， H. Hu， K. L. Wang， Z. Zuo， R. Li， K. Sheng “Investigation on Single Pulse Avalanche Failure of 900V SiC MOSFETs” Int. Symp. On Power Semic. Dev. & ICs， May 13-17， 2018.

［11］J. Wei， S. Liu， S. Li， J. Fang， T. Li， and W. Sun “Comprehensive Investigations on Degradations of Dynamic Characteristics for SiC Power MOSFETs under Repetitive Avalanche Shocks，” IEEE Trans. on Power Elec. Vol.： 34， no： 3， pp. 2748– 2757， March 2019

［12］J. Hu， O. Alatise， J. Angel Ortiz Gonzalez， R. Bonyadi， P. Alexakis， L. Ran and P. Mawby “Robustness and Balancing of Parallel-Connected Power Devices： SiC Versus CoolMOS，” IEEE Trans. On Ind. Elec. Vol. 63， no.4， pp.2092-2102 April 2016.

［13］M. Nawaz “Evaluation of SiC MOSFET power modules under unclamped inductive switching test environment”， Journal of Microelec. Reliability， vol. 63， pp. 97-103， 2016.

［14］H. Chen， D. Divan “High Speed Switching Issues of High Power Rated Silicon-Carbide Devices and the Mitigation Methods” 2015 ECCE， pp.2254-2260.

［15］M. Pulvirenti， L. Salvo， G. Scelba， A.G. Sciacca， M. Nania， G. Scarcella， M. Cacciato， “Characterization and Modeling of SiC MOSFETs Turn On in a Half Bridge Converter” 2019 IEEE En. Conv. Cong. and Expo. （ECCE2019）。

［16］M. Pulvirenti， G. Monotoro， M. Nania， R. Scollo， G. Scelba， M. Cacciato， G. Scarcella， L. Salvo “Analysis of Transient Gate-Source OverVoltages in Silicon Carbide MOSFET Power Devices” 2018 IEEE En. Conv. Cong. and Expo. （ECCE2018）。

［17］J. Mari， F. Carastro， M.-J. Kell， P. Losee， T. Zoels “Diode snappiness from a user’s perspective” 2015， 17th European Conference on Power Electronics and Applications （EPE‘15 ECCE-Europe）。

［18］R. Wu， F. Blaabjerg， H. Wang， M. Liserre， “Overview of catastrophic failures of freewheeling diodes in power electronic circuits”， Microelectronics Reliability， vol. 53， no.9-11， 2013， pp.：1788-1792.

［19］Y. Shi， R. Xie， L. Wang， Y. Shi， and H. Li， “Switching Characterization and Short-Circuit Protection of 1200V SiC MOSFET T-Type Module in PV Inverter Application”， IEEE Trans. on Ind. Electron.， to be published.

［20］R. Katebi， J.He， N. Weise “An Advanced Three-Level Active Neutral-Point-Clamped Converter With Improved Fault-Tolerant Capabilities，” IEEE Trans. On Power Elect.， vol. 33， no.8， pp. 6897-6909， Aug. 2018.

［21］https://www.st.com/resource/en/datasheet/scth90n65g2v-7.pdf