負輸出羅氏變換器實用性剖析

摘要：

??? 負輸出羅氏變換器系列能完成從正到負的DC/DC升壓變換。文中以負輸出羅氏三舉變換器為例進行了分析、穩定性評估、測試和仿真，并給出了設計實例。論述結果充分證明：這種變換器確實具備結構簡易價廉、紋波小、穩定性好、效率高、功率密度高等優點，實用性好、應用價值大。

關鍵詞：

? 電壓舉升技術自舉變換器三舉變換器PWM技術。

PracticabilityAnatomyforNegativeOutputLuo－Converters

Abstract:

?? ThenegativeOutputLuo－convertersperformpositive－to－negativeDC/DCstep－upvoltageconversion.Thispapergivesoutanalysis,stabilityevaluation,testandsimulationofthenegative－output“triple－liftLuo－converter,onekindofsuchonverters,andillustrateswithdesignexamples.TheresultsverifiedthatthenegativeOutputLuo－convertersreallyhavetheadvantagessuchascheaptopologyinasimplestructure,smallripples,goodstability,highefficiencyandpowerdensity,andareofgreatapplicationvalue.

Keywords：Voltage－lifttechniqueSelf－liftconverterTriple－liftconverterPWMtechnique.

1引言

?? DC/DC變換器廣泛應用于計算機硬件和工業應用上[1－5]，如計算機的外設電源、汽車輔助電源、伺服馬達驅動器和醫療設備的電源。近年來DC/DC變換器技術有了很大發展，重點是研究高效、高功率密度和簡易價廉的結構，例如：已開發的Cuk變換器[6－10]，羅氏變換器[1－3]和SEPIC變換器[11－13]。

?? 電壓舉升技術已成功地應用于DC/DC變換器的設計。已開發的負輸出羅氏三舉變換器是一新型的DC/DC升壓電路，能完成從正到負的DC/DC升壓變換，其原理電路圖如圖1所示。它是從羅氏復舉變換器[3]推導出來的，由17個無源元器件組成，分別為：一個固態開關S，四只電感L11、L12、L13和L14，五只電容C10、C11、C12、C13和C14，七只二極管D10、D11、D12、D13、D21、D22和D23。固態開關S用的是P溝道功率MOSFET器件，由具有脈寬調制(PWM)功能的脈沖信號串驅動電路所控制。開關重復周期為T=1/f,導通占空比為k，因此每周期中開關閉合時間為kT,開關關斷時間為(1－k)T。

圖1負輸出羅氏三舉變換器的原理電路圖

電容C12、C13和C14的作用是把電容C11的電壓VC11舉升到電源電壓的三倍。接在三只電容C12、C13和C14之間的電感L13和L14的作用像梯子的活動接頭一樣把電容C11上的電壓VC11抬高。

在本文中，所有電壓和電流的方向均標在圖上，文中所有描述和計算全用的是絕對值。對任一分量X，其電流和電壓的瞬時值表示為ix和vx,或ix(t)和vx(t)；其電流和電壓的平均值表示為Ix和Vx；其電流和電壓的峰值表示為IXM和VXM。假設所有電容的容量足夠大,則在討論平均值時，電容兩端的紋波電壓都可以忽略。因為電感L11、L12、L13和L14上電壓的平均值為零，所以在連續模式時，電容C11上電壓等于輸出電壓，即VC11=VC10=V0。負輸出羅氏三舉變換器可以分別工作在連續模式或非連續模式，連續模式的等效電路圖如圖2(a)、(b)所示，非連續模式的等效電路圖如圖2(c)所示。連續模式和非連續模式工作時的理想電流和電壓波形描繪在圖3和圖4上。其中，"Son"表示開關S閉合，"Soff"表示開關S關斷。

圖2負輸出羅氏三舉變換器的等效電路圖

（a）饋電狀態開關S閉合二極管D10截止

（b）續流狀態開關S關斷二極管D10導通

（c）保持狀態(僅適用于非連續模式)開關S

關斷二極管D10截止

在圖2(a)中，開關S閉合，二極管D10截止，電壓vL11、vL13和vL14都等于輸入電壓VI。電流iL11、iL13和iL14分別以斜率VI/L11、VI/L13和VI/L14線性增加。

負輸出羅氏變換器實用性剖析

??? 電流iD21等于(ic12＋iL11),電流iD22等于(ic13＋iL13),電流iD23等于(ic14＋iL14),它們是一指數函數δ（t）。電流iD11等于(ic12＋iL13),電流iD12等于(ic13＋iL14)，也是一指數函數δ（t）。電流iD13等于ic14,同樣是一指數函數δ′（t）。輸入電流i1=iD21＋iD22＋iD23。通常有L13=L14=L11,C12=C13=C14和iC12=iC13=iC14=δ′（t）;iL11(t)=iL13(t)=iL14(t)，所以在開關閉合期間，輸入電流iI(t)=iL11(t)＋iL13(t)＋iL14(t)＋3δ′（t）。開關在接通電源瞬間，函數δ′（t）的數值很大，但在穩態時，因為電壓vc12、vc13和vc14都和輸入電壓VI相接近，所以此時函數δ′（t）的值很小。電流iD11、iD12、iD21、iD22、iD23的理想波形圖完全相同，故在圖3中僅畫出電流iD11的理想波形圖。電感L11、L13、L14上的理想電壓波形圖也完全相同，故在圖4中僅畫出電壓vL11的理想波形圖。輸出回路中的C11－L12－C10組成"Π”型濾波器。電感L11、L13、L14在開關閉合期間從電源吸收能量，而在開關關斷期間傳送所貯存的能量給電容C11、C10和負載R。電感L12保持輸出電流的連續和電容C11一起向負載R傳送能量，即ic11－on=iL12。電容C11上的能量在開關閉合期間釋放給負載，因此如果VC11電壓高，則對應的輸出電壓VO的絕對值也高。電容C11上電壓vc11和電感L11、L13、L14的電流iL11(t)=iL13(t)=iL14(t)與L12的電流iL12的理想波形圖如圖5所示。

?? 在圖2(b)中，開關S關斷,二極管D10導通,在此情況下電源電流iI=0。電感電流iL通過續流二極管D10、電容C12、C13、C14，電感L11、L13和L14向電容C11充電，電流iL12增加。電感L11、L13、L14通過電感L12傳輸所貯存的能量給電容C10和負載R，即iL=iL11－off=iL13－off=iL14－off=iC12－off=iC13－off=iC14－off=iC11－off＋iL12－off，從而電流iL減小。由于電感電壓vL11－off、vL13－off和vL14－off都等于kVI/(1－k)，所以電流iL11－off、iL13－off和iL14－off也分別以斜率kVI/(1－k)L11、kVI/(1－k)L13和kVI/(1－k)L14線性減小。電流－iC12－off、－iC13－off、－iC14－off和iD10都等于iL11－off，所以也以斜率kVI/(1－k)L11減小。如果流過二極管D10的下降電流iD10在開關再次轉向閉合時沒有下降到零,則電路工作在圖2(a)、(b)所示的連續工作模式狀態，相應的波形如圖3(a)、圖4(a)和圖5所示。

圖3負輸出羅氏三舉變換器理想的電流和電壓波形圖

(i)VI/L11

(ii)kVI/(1－k)L11

(iii)3[VI/L11＋δ'(t)]

(iV))kVI/(1－k)L11

(v)VI/L11＋δ'(t)

(a)連續模式

(b)非連續模式

???

??? 如果流過二極管D10的下降電流iD10在開關再次轉向閉合前已下降到零,則電路工作在圖2(c)所示的非連續模式工作狀態，相應的波形如圖3(b)和圖4(b)所示。

圖4負輸出羅氏三舉變換器理想的電壓波形圖
(a)連續模式(b)非連續模式

負輸出羅氏三舉變換器的分析是在下列假設下進行的：

(1)負輸出羅氏三舉變換器的所有元器件都是理想的；

(2)所有電容的容量足夠大。因此，電容上電壓是一恒定值，并等于VO或VI。在此假設下，在圖2所示的等效電路中，電容C10和C11可用電壓源VO來代替，電容C12、C13和C14可用電壓源VI來代替。

2連續工作模式的穩態分析

2．1電流和電壓的平均值

計算過程省略。

連續模式時電壓傳輸增益M為:

M=VO/VI=3/(1－k)(1)

M對k的關系曲線如圖6所示，可見M隨k的增加而增大。

圖6電壓傳輸增益M對k的關系曲線

負輸出羅氏三舉變換器電流和電壓的平均值如下：

VC11=VO=VC10=MVI

VD10=kVO

VD11=VD12=VD13=VD22=VD23=VD21=VC12=VC13

=VC14=Vs=VI

VL11=VL12=VL13=VL14=0

IL11=IL13=IL14=IL=IO/(1－k)=II/3

IL12=IO=II/M

IS=II

IC10=IC11=IC12=IC13=IC14=0

2．2電流和電壓的峰值

從前面圖3、圖4和圖5的分析中，可得出電流和電壓的峰值為：

IL11M=IL13M=IL14M=II/3＋kTV1/2L11

IL12M=IO＋△iL12/2=Io＋kIo/16f2C11L12

I1M=ISM=IL11M＋IL13M＋3δ′(t)＋IL14M=3(II/3＋kTVI/2L11)＋3δ'(t)ID10M=IL11M=II/3＋kTVI/2L11

IC12M=IC13M=IC14M=II/3＋kTVI/2L11

VD10M=VO

VSM=VD21M=VL11－off＋VI=VI/(1－k)

VD11M=VI/(1－k)

VD12M=2VI/(1－k)

VD13M=3VI/(1－k)

VD22M=VI/(1－k)

VD23M=2VI/(1－k)

2．3電流和電壓的瞬時值

2式中:

iL11(0)=II/3－kVI/2fL11iL11(kT)=II/3＋kVI/2fL11(12)

iL13(0)=II/3－kVI/2fL13iL13(kT)=II/3＋kVI/2fL13(13)

iL14(0)=II/3－kVI/2fL14iL14(kT)=II/3＋kVI/2fL14(14)

2．4電流和電壓的變化率

計算過程省略。

電感電流iL11的變化率是:

ξ1=（△iL11/2）/IL11=kTVI/2L11IL11=3VIk/2IIL11f=3kR/2M2fL11(21)

電感電流iL13的變化率是:

ξ2=（△iL13/2）/IL13=kTVI(1－k)/2L13IO=3Rk/2M2fL13(22)

電感電流iL14的變化率是:

ξ3=（△iL14/2）/IL14=kTVI(1－k)/2L13IO=3Rk/2M2fL14(23)

電感電流iL12的變化率是:

ξ4=（△iL12/2）/IL12=k/16f2C11L12(24)

電壓vC11的變化率是:

ρ=（△vC11/2）/VC11=kTIO/2C11VO=k/2fC11R(25)

電壓vC14變化率是：

σ1=(△vC14/2)/VC14=IO/2fC14VI=M/2fC14R(26)

電壓vC13的變化率是：

σ2=(△vC13/2)/VC13=IO/2fC13VI=M/2fC13R(27)

電壓vC12的變化率是：

σ3=(△vC12/2)/VC12=IO/2fC12VI=M/2fC12R(28)

輸出電壓vO=vC10的變化率是:

ε=(△vO/2)/VO=kIO/128f3C11C10L12VO=k/128C11C10L12R（29)

假設:f=50kHz、L12=200μH,電容C12=C13=C14=C11=C10=10μF,R=10Ω、k=0.5和電感L11=L13=L14=100μH，我們可得:M=6,ξ1=ξ2=ξ3=0.042,ξ4=0.0125,ρ=0.05,σ1=σ2=σ3=0.6,ε=0.000156。

由此可見，輸出電壓VO只有非常小的紋波，幾乎是理想的直流電壓。因為負載是電阻，所以輸出電流iO(t)的紋波也非常小，幾乎也是理想的直流波形，其數值為IO=VO/R。

2.5連續模式和非連續模式之間的邊界

式中R/fL11是標稱負載。要使變換器工作在連續模式，

負輸出羅氏三舉變換器的電壓傳輸增益M和標稱負載R/fL11之間的關系曲線如圖7所示。

圖7各種k值下電壓傳輸增益M和標稱負載R/fL11之間的關系曲線

2．6連續模式要求的最小電感值

???? 方程(31)給出了選擇工作在連續模式所要求的最小電感值，

通常,選2L11min=L13=L14=L12=L11，變量k和R應在其允許取值范圍內選最大值。通常選大的電感量可以減少電感電流變化量，使ξ1、ξ2、ξ3和ξ4遠小于1，并使電感電流保持連續。但電感量也不宜取過大，否則會使電感體積增大，影響功率密度值。

為了保持電容上電壓的小變化量，所有電容的容量都應選足夠大。通常輸出電壓的變化量要求小于0.01，據此就可從程(29)求出C10=C11所需的最小電容量

其它電容也可選此電容量，不過電壓的變化量會高一些。為了減少電壓變化量，除選C10=C11外，其它電容的電容量均選此電容量的十倍。

2．7工作在連續模式的負輸出羅氏三舉變換器設計

實例

這里給出兩個實例供參考。

2．7．1輸出電流可變

技術要求：VI=24V,VO=144V和IO=0.2－2.0A。

解：電壓傳輸增益M=VO/VI=6,因此k=1－3/M=0.5。

源電流II=MIO，因此IImin=6×0.2=1.2A，

IImax=6×2=12A。

我們作進一步計算時要用到的負載電阻為：Rmin=144/2=72Ω，Rmax=144/0.2=720Ω。

?? 選斬波頻率f=50kHz。由方程(32)可得:L11min=288μH。選L11=600μH，則L11=L13=L14=L12=600μH。

?? 由方程(33)可得:C10－min=0.8μF。電容C11和C10選同一電容量，即C11=C10=4.7μF。電容C11和C10的耐壓選250V。電容C12，C13和C14選電容C10電容量的十倍，即C12=C13=C14=47μF。電容C12,C13和C14的耐壓選30V。

VD11M=VD21M=VD22M=VI/(1－k)=48V。

VD23M=VD12M=2VI/(1－k)=96V;

VD13M=3VI/(1－k)=144V;VD10M=VO=144V,

ID10M=IL11M=II/3＋kTVI/2L11=4.04A。

二極管全部選超快恢復二極管BYQ28E－200，其參數為:IF=10A;IFSM=50A;trr=25ns;VF=0.895V;VRRM=200V。

經計算，就可得出下列數據：

ξ1=ξ2=ξ3=0.05～0.5;ξ4=0.0044;σ1=σ2=σ3=0.001775～0.0175;ρ=0.01478～0.001478和ε=0.000033～0.0000033。

2．7．2輸出電壓可變：

技術要求：VI=24V,VO=96～240V和R=50Ω。

解：電壓傳輸增益:Mmin=96/24=4和Mmax=240/24=10，因此k=0.25～0.7。輸出電流IO=1.912～4.8A。

源電流IImin=1.92×4=7.68A,IImax=4.8×10=48A。

選斬波頻率f=50kHz。用k=1/4,M=4代入方程(32)可得:L11min=23μH。

選L11=L13=L14=100μH=L12,用k=0.7,代入方程(33)可得:C10－min=0.83μF。電容C11和C10選同一電容量，即C11=C10=2μF。電容C11和C10的耐壓選300V。電容C12、C13和C14選電容C10電容量的十倍，即C12=C13=C14=20μF。電容C12,C13和C14的耐壓選30V。

VD11M=VD21M=VD22M=VI/(1－k)=48V。

VD23M=VD12M=2VI/(1－k)=96V;

VD13M=3VI/(1－k)=144V;VD10M=VO=240V,

ID10M=IL11M=II/3＋kTVI/2L11=16＋0.7×2.4=17.68A。

二極管選快恢復二極管BYT30P－400，其參數為:IF=30A;trr=50ns;VRRM=400V。將M和k代入有關式中，就能得出下列數據：

ξ1=ξ2=ξ3=0.105～0.234;ξ4=0.0312～0.0875;σ1=σ2=σ3=0.04～0.1;

ε=0.0000078～0.0000218

3非連續運行模式的分析

3．1電路說明

??? 非連續運行模式是指二極管D10的瞬態電流iD10在t=t1=[k＋(1－k)m]T時下降到零。式中kTm=1/ξ=M2/k(3R/2fL)(34)

從方程式(34)中我們能看到，非連續模式是由下列因素造成的：

(1)開關頻率f太低；

(2)導通占空比k太小；

(3)電感L太??；

(4)負載電阻R太大。

??? 為了分析電路的工作過程,我們把電流和電壓變化量放大后的波形顯示在圖3和圖4上。開關閉合和斷開狀態的等效電路如圖2所示。因為電感電流iL11=iL=iL13=iL14在t=t1時，iL=iL11=0,所以VL11－off=VL13－off=VL14－off=kVI/(1－k)m(35)

??? 電感電流iL11在開關閉合t=0到kT期間增加，在開關關斷t=kT到t1，即到(1－k)mT期間減小。加于電感L11兩端對應的電壓分別是VI和(VO－3VI－VL13－off－VL14－off)，因此，kTVI=(1－k)mT(VO－3VI－VL13－off－VL14－off)因而，VO=3VI[1＋k/(1－k)m](36)

3.2輸出電壓Vo的絕對值和負載R電阻之間的關系

??? 方程(30)給出連續模式和非連續模式之間的邊界條件。我們把M=3/(1－k)代入方程(34)求出m,再代入方程(36)，就能求出輸出電壓的絕對值和負載電阻之間的關系是：

VO=3VI[1＋k/(1－k)m]

=VI[3＋k2(1－k)R/2fL](37)

???? 在VI=24V,f=50kHz,L=600μH,R=20Ω～20kΩ條件下進行的實驗和分析驗證了這一結果。輸出電壓和負載電阻之間的關系如圖8所示。由方程(32)計算出的連續模式和非連續模式之間的邊界電阻阻值,在k=0.3時，為R=1224Ω;k=0.6時，為R=1875Ω;k=0.8時，為R=5625Ω。當負輸出羅氏三舉變換器的負載電阻阻值大于邊界電阻阻值時，變換器工作在非連續模式，此時的輸出電壓值需用方程(36)進行計算。當負輸出羅氏三舉變換器的負載電阻阻值小于或等于邊界電阻阻值時，變換器工作在連續模式，此時的輸出電壓值用方程（1）進行計算即可。圖8中實線表示計算出的輸出電壓值的絕對值，虛線表示相應的測量值。因為所有元器件都是非理想元器件，所以測量數據比理論計算值低。由圖8可見，當負輸出羅氏三舉變換器工作在連續模式時，其輸出電壓絕對值僅取決于導通占空比k的大小，與負載電阻阻值大小無關。此時負輸出羅氏三舉變換器的輸出相當于恒壓源。而在非連續模式時，其輸出電壓絕對值不僅與導通占空比k的大小有關，而且還和負載電阻阻值的大小有關，隨其增加而增加。因此為了防止負載開路時其輸出電壓值過高，超出電容C11和C10的耐壓值而把電容擊穿，就需在負輸出羅氏三舉變換器的輸出端接一固定電阻作為死負載。但此電阻的阻值也不宜取得太小，否則會使負輸出羅氏三舉變換器的功率轉換效率降低很多。

圖8輸出電壓和負載電阻之間的關系

(實線表示計算值虛線表示測量值)

4穩定性分析

??? 對任一變換器電路進行穩定性分析都是至關重要的。根據電路網絡和控制系統理論可知，一個系統的穩定性可以根據傳遞函數極點在s平面上的位置來判定。從圖9所示的負輸出羅氏三舉變換器在開關閉合狀態時對變化量的等效電路中，可獲得開關閉合狀態時的傳遞函數

圖9負輸出羅氏三舉變換器在開關閉合時的等效電路

??? 式中s是拉普拉斯算子。從方程(38)可以看出，負輸出羅氏三舉變換器在開關閉合狀態時是二階控制電路。

根據Routh判據，在方程(38)的分母多項式中：a2=L12C10R;a1=L12;a0=R。由此可以看出全部系數a0,a1,a2都是正值。所以負輸出三舉變換器在開關閉合時，整個系統是穩定的。

對方程(38)式中的分子和分母同除以R。當電阻R的阻值趨向無窮大時，

所以在開關閉合狀態,當負載電阻阻值趨向無窮大時，落在虛軸上的一對虛數極點

式中ωn=(L12C10)－1/2是負輸出羅氏三舉變換器的標稱角頻率。

當負載電阻阻值不是無窮大時，從方程式(38)可得出其極點的軌跡都在s復平面的左半部分，所以負輸出羅氏三舉變換器在開關閉合狀態時是穩定的。

為了從圖10所示的負輸出羅氏三舉變換器在開關關斷狀態時對變化量的等效電路中，方便地求出開關關斷狀態的傳遞函數，我們對圖10電路各部分分別用一些符號來表示，Z1=(1/sC10)∥R=R/(1＋sC10R);

Z2=(1/sC11)∥(sL12＋Z1)≈1/sC11;

C12=C13=C14=C;L13=L14=L；L12=2L;

C11=C10=C/10。在電感L11兩端加一階躍函數ΔvI就可求出其輸出響應和開關關斷狀態的傳遞函數

??? 根據Routh判據，方程(41)的分母多項式中：a4=2C2L2R;a3=20CL2;a2=23CLR;a1=130L;a0=65R;b1=10LCR;c1=0;d1=b2=a0=65R。

圖10負輸出羅氏三舉變換器在開關關斷狀態時對
變化量的等效電路圖

??? 由此可見，羅斯陣列第四行中，出現c1=0和c2=c3=0的排列，遇到此情況，可利用上一行的各元素為系數組成輔助多項式P(s)，對P(s)求導，可以得到一組新的系數，利用新系數代替全零一行各元素，可以繼續求其它元素。

輔助方程式10LCRs2＋65R=0，重新列出羅斯表：

s4第1行2L2C2Ra2a0

s3第2行20L2Ca1a－1

s2第3行10LCR65R0

s1第4行20LCR00

s0第5行65R

??? 由于新羅斯表第一列元素的符號沒有改變，且全為正實數，從而就能使負輸出羅氏三舉變換器在開關關斷時，整個系統實現穩定。

在開關關斷狀態時,令方程式(41)中的分母等于零，就可求出其極點。對方程式(41)中的分子和分母同除以R。

由方程式(41)可見，有兩對具有負有效分量的共軛復數極點，當電阻R的阻值趨向無窮大時，成為兩對虛數極點落在虛數軸上。

因此在開關關斷狀態時的極點是：p3,4=±j2.24ωn和p1,2=±j2.45ωn(43)

極點(p1,2)(p3,4)都在s復平面的左半部分，所以負輸出羅氏三舉變換器在開關關斷狀態時，也是穩定的。當負載電阻阻值不是無窮大時，從方程式(41)分母的多項式上可求出其極點的軌跡圖。方程式(41)分母的多項式為：

2C2RL2s4＋20L2Cs3＋23LCRs2＋130Ls＋65R=0

此方程又可寫成：

1＋(20L2Cs3＋130Ls)/R(2L2C2s4＋23LCs2＋65)

=1＋2Ls(20LCs2＋130)/R(0.2LCs2＋1)

(20LCs2＋130)=0(44)

方程(44)分式中分子和分母都有(20LCs2＋130)項，可以相消，即有一對零極點可以相抵消，僅分母中有(0.2LCs2＋1)項產生的一對共軛極點p3,4=±j2.24ωn隨負載電阻R阻值的變化而變化，見圖11。當負載電阻R阻值由零向無窮大變化時，一條根的軌跡是從原點(零點)出發沿上面一條曲線流向極點p3，另一條根的軌跡則沿下面一條曲線流向極點p4，如圖11所示。所有根的軌跡都在s復平面的左半部分，所以負輸出羅氏三舉變換器在開關關斷狀態時是穩定的。

圖11開關關斷狀態時電壓傳遞函數的零－極點圖

??? 在開關閉合和關斷兩種狀態中，當負載電阻R阻值趨向無窮大時，所有極點都落在虛數軸上，即落在穩定的邊界上。因此當電阻R阻值趨向無窮大時，負輸出羅氏三舉變換器就工作在臨界狀態。

5實驗結果

??? 在VI=12V,f=50kHz,L12=0.6mH,L11=L13=L14=0.3mH,k=0.1～0.9,C11=C10=2μF,C12=C13=C14=20μF條件下測得的輸出電壓Vo和電感L11兩端的電壓vL11的波形如圖12－17所示。電容C11和C10的耐壓選450V，電容C12、C13和C14的耐壓選50V；輸入電源采用12V汽車蓄電池；固體開關S采用P溝道功率MOS管器件IRF19630G，參數為:耐壓VDS=200V;導通電阻RDS－ON=0.8Ω;電流ID－Cont=17A。二極管選快恢復二極管BYT30P－400，其參數為:IF=30A;trr=50ns;VRRM=400V。負載電阻值選100Ω到20kΩ。PWM開關信號是用PWM開關信號集成控制器SG3525產生，所形成的開關脈沖信號的幅值為11V左右。示波器用的是20兆雙線（蹤)(COS5020）示波器。在圖12－14中輸入信號采用2V量程，并把靈敏度按鈕拔出，使量程提高5倍，即每格為10V。在圖15－16中輸入信號采用5V量程，并把靈敏度按鈕拔出，使量程提高5倍，即每格為25V。在圖17中輸入信號采用5V量程，輸入信號經10：1的輸入線衰減10倍后加到示波器的Y輸入端，所以Y輸入端每格為50V。通道1是電感電壓vL11的波形，通道2是輸出電壓Vo的波形。

圖12在k=0.1時vL11和－vo的實測波形

Y軸每格10VX軸每格5μs

圖13在k=0.3時vL11和－vo的實測波形

Y軸每格10VX軸每格5μs

???

圖14在k=0.5時vL11和－vo的實測波形

Y軸每格10VX軸每格5μs

圖15在k=0.7時vL11和－vo的實測波形

Y軸每格25VX軸每格5μs

圖16在k=0.8時vL11和－vo的實測波形

Y軸每格25VX軸每格5μs

圖17在k=0.90時,和－vo的實測波形

Y軸每格50V,X軸每格5μs。

???? 因為所有元器件都是用非理想元器件，所以電壓轉換時就有能量損失，其功率轉換效率小于1。全部實測數據如表1所示(在VI=12V,f=50kHz,L12=0.6mH,L11=L13=L14=0.3mH,k=0.1～0.9,C11=C10=2μF，C12=C13=C14=20μF條件下測得)。

表1

??? 選擇高阻值的負載電阻可使輸出電壓值接近于計算值。對應于不同導通占空比的功率傳輸效率如表1所示。實測結果平均功率傳輸效率可高達86％（0.5≤k≤0.8）,在k=0.7時效率可高達90％。

6Pspice仿真結果

??? 為了和實驗結果相對應，Pspice〖14〗仿真過渡過程條件是設置打印步長為1μs；最后的時間為15ms；沒有打印延遲0；步長最高定額是200ns；開關脈沖的上升時間是Tr=1ns；下降時間Tf=1ns；開關閉合時間Ton=2～19μs,開關頻率f=50kHz，周期T=20μs。VI=12V,R=100Ω～5kΩ,L12=0.6mH,L14=L13=L11=0.3mH,C11=C10=2μF,C12=C13=C14=20μF。由于仿真時認為所有元器件都是沒有功率損耗的理想部件，開關脈沖的上升時間和下降時間都很短（1ns），所以功率傳輸效率接近100％。但實際上開關S和二極管的電壓降都不為零，所以實際電壓比計算值要低。Pspice仿真在占空比k從0.1到0.9（Ton=2～19μs）,k每隔0.1做一次仿真，仿真結果與理論分析和計算完全一致。在此限于篇幅關系，僅把k=0.6；R=300Ω仿真所得到的部分波形顯示在圖18上。

圖18k=0.6;R=300Ω仿真所得到的部分波形圖

7討論

7.1與輸出電壓VO相對應的導通占空比k

??? 對負輸出羅氏三舉變換器來說，導通占空比k在0如果k是接近于1的數值，理想輸出電壓VO的絕對值應是很大的數值。但由于寄生成分的影響，輸出電壓VO的絕對值會很快下跌。最終，當k=1時，VO=0，并非無窮大。因為k=1表示開關k始終閉合從沒有打開，VI為直流，電感L11對直流的感抗為零，所以在這情況下，將會發生電流iL11趨向無窮大的事故。建議導通占空比k的數值區間是：

0

7.2開關頻率f

??? 在本文中，開關重復頻率選擇f=50kHz做實驗，以驗證負輸出羅氏三舉變換器的先進性。在這情況下，輸出電壓的紋波非常小，其波形顯示在圖12—圖17上。事實上開關頻率f可以在10kHz到200kHz之間選擇。通常，頻率越高，電壓和電流的紋波就越小。一般，DC/DC變換器采用更高的工作頻率工作時，就要求PWM開關脈沖要有很短的上升和下降時間，同時還要求所采用的所有半導體器件即功率開關管和快速二極管的響應時間要快。

7.3電容C10和C11

一般大電容量的電容，其結構多數是卷繞線式，這種結構的等效電路是分布電感、漏電阻和電容的串聯電路。在低頻工作時，分布電感的感抗和漏電阻阻值都很小，其電抗主要為容抗。但工作頻率提高后，分布電感的感抗也就隨之升高，當分布電感的感抗大于電容的容抗時，電容就不起電容的作用，而變成一個電感。在此電路中，由于工作頻率較高，所以電容C10和C11不能用卷繞式電容，而應采用特殊結構的無分布電感的高頻無感電容。

8結論

??? 負輸出羅氏變換器是一種已開發的新型DC/DC升壓型變換器系列，是在DC/DC變換器中應用電壓舉升技術的又一設計實例，能完成從正到負的DC/DC升壓變換。本文通過分析、穩定性評估、測試和仿真對這種變換器進行了實用性剖析，論述結果充分表明：這種變換器確實具備結構簡易價廉、紋波小、穩定性好、效率高、功率密度高等優點，實用性好、應用價值大，尤其是應用于高電壓變換的項目上。

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