1　引 言

傳統AC/DC變換器由于輸入整流橋后面直接接儲能大電容，導致變換器輸入諧波大，功率因素低，并且對電網造成污染。為了減小對諧波的污染，要求AC/DC變換器必須進行功率因素校正。比較常用的方法是在變換器中加入一級有源功率因數校正環節，也就是兩級變換器。但是兩級變換器增加了變換器的成本和復雜度，特別在小功率場合，尤其不適合。為此，提出了單級PFC的概念，也就是將PFC級和DC/DC級集成在一起，共用開關管。隨后提出了新型的單級PFC族受到了廣泛的關注，單級PFC的各種拓撲和控制方法紛紛出現。

2　無輸入整流橋的單級PFC變換器

PFC級常用的方法是在電網輸入后加全橋整流，而工頻的整流橋不但體積大而且帶來損耗。文獻［1］將單相PWM整流器集成到PFC級，省掉了輸入整流橋，從而提高效率。圖1為PWM整流器的兩種拓撲結構。

圖1（a）和（b）的工作原理類似，都相當于兩個Boost電路，可以在輸入交流電壓正負半波的時候切換工作。圖（b）的優點是兩個MOSFET共源極，這樣就不用采用隔離驅動，簡化設計。而圖（a）中隱藏著一個半橋開關管橋臂，文獻［2］成功的將圖1（a）中PWM整流器應用到電子鎮流器中，設計出無輸入整流橋的半橋結構單級PFC電子鎮流器，并且做出實驗結果。

本文在此基礎上，將圖1（a）中的PWM整流器和對稱半橋集成在一起，設計無輸入整流橋的單級PFC。

3　工作模態分析

圖2所示的單級PFC電路集成PWM整流器和半橋電路，從而省去了輸入整流橋。當交流輸入Vin處于正半波的時候上管作為PFC級和DC/DC級的集成開關管，當交流輸入Vin為負半波的時候，下管為集成開關管。兩組boost電路在工頻周期里實現PFC，而電感Lpfc上的電流始終保持斷續模式，以讓其峰值電流自動跟隨輸入電壓。由于后級為半橋dc/dc變換器，兩個開關管的占空比都為D， 則后級工作在連續模式時輸出電壓

這里Vo為輸出電壓，n=ns/np為次級繞組比初級繞組的比值，如果次級采用平衡繞組，則兩個次級繞組和初級繞組的比值為n1=n2=n。VC為儲能電容上的電壓。

圖3為Q1和Q2的控制信號。

以下分析各開關模態的工作狀態，在此之前先做一些假設：

1.假設輸出濾波電感和變壓器勵磁電感足夠大，其上的電流可認為是恒流。

2.元器件均為理想器件。

a.輸入電壓為正半波時，Q1占空比為D，Q2占空比也為D：

模態1，圖（4-a）：此模態中Q1導通，Lpfc上電流上升儲能，同時C1通過Q1給變換器次級提供能量。

模態2，圖（4-b）：此模態中Q1關斷，電感Lpfc電流經D1以及Q2的體二極管給C1，C2充電。變壓器漏感Lr電流和勵磁電流經Q2的體二極管給C2充電。

模態3，圖（4-c）：此時Q2導通，C2經變壓器給次級提供能量。

模態4，圖（4-d）：此模態中Q2關斷，變壓器漏感Lr電流和勵磁電流經Q1的體二極管給C1充電。

b.輸入電壓為負半波時，Q1，Q2占空比也為D：

在這半個工頻周期內，Q2作為PFC級和DC/DC級的共用開關管。但是其工作原理與正半波的時候完全類似。

4　仿真電路及其波形

本文利用SIMetrix仿真軟件對無輸入整流橋的單級PFC變換器進行仿真分析。電路參數設置為：輸出功率 =50W，輸入電壓 =200 ，輸出電壓 =12V，電感 =100μH，開關頻率 =100kHZ，輸出濾波電容 =400uF， =400uF。采用芯片為uc1825，兩路控制信號輸出，圖5是仿真電路。仿真輸出波形與理論分析完全相符。輸出電壓12V以及電容（C1C2兩端）電壓，電感Lpfc上電流波形如圖6所示，從圖中可以看出輸入電流跟隨輸入電壓。仿真結果表明上文對基于無輸入整流橋的單級PFC變換器的工作分析是正確的，該電路實現了對系統的功率因數校正功能。

5　穩態分析

為保證高的功率因素單級PFC電路的PFC級工作在DCM，而DC/DC級工作在CCM下，要注意電路功率平衡的問題。

當輸出功率減小的時候，則前級boost電路占空比會減小，則DC/DC級的占空比也會減小（因為共用開關管），就會導致直流母線上的電壓上升從而縮窄脈寬達到新的功率平衡。反之當輸出功率增加的時候，則前級boost電路占空比會增加，則DC/DC級的占空比也會增加（因為共用開關管），就會導致直流母線上的電壓下降從而達到新的功率平衡。所以輕載下，直流母線電壓會達到滿載時候的幾倍以上，這就限制了單級PFC的實際應用。通常采用的方法是對直流母線采取鉗位措施，或者當電壓上升到一定的值，讓DC/DC級也進入DCM模式。當負載變輕時，占空比必然會減小，因此沒有不平衡功率存在，儲能電容的電壓不會因為負載變輕而增加。但是這種組合存在導通損耗和功率開關電流應力大，效率低的缺點

假設開關頻率遠遠高于電網頻率。可令：

這里，Vim為輸入電壓的峰值。如果PFC級占空比為D，開關周期為T，可以得到輸入電流的低頻平均表達式：

那么輸入功率為：

將式（2）和（3）代入式（4），可以的到

這里

對于DC/DC級，連續模式和斷續模式的臨界條件

當

的時候將會進入連續模式，此時電壓關系式為

當

的時候將會進入不連續模式，此時電壓關系式為：

這里

由前面的推導可知通過適當的選擇Lf等參數（根據

此式來選擇）當負載變輕時使DC/DC級也進入DCM模式。當負載變重時使DC/DC級也進入CCM模式來降低電容電壓。

6　結 語

本文介紹了一種新的單級功率因數校正拓撲，由于整流橋和DC/DC變換共用開關管，節省了兩個整流管，減小損耗，提高了效率。給出了仿真電路圖和結果，另外還討論降低儲能電容電壓的方法。