移相全橋DC/DC變換器雙閉環控制系統設計

隨著我國電源行業的發展，在中大功率應用場合，采用PWM控制技術的移相全橋DC／DC變換器越來越受到人們的關注，隨著PWM控制技術逐漸向高頻化方向發展，全球各大集成電路生產商競相研制出各種新型的PWM控制器件，其中TI公司推出的UCC3895是一款具有代表性的移相全橋控制器件。該器件既可以工作于電流模式也可以工作于電壓模式，又可以為諧振零電壓開關提供高頻、高效的解決方案，具有廣闊的應用前景。這里基于UCC3895設計了移相全橋DC／DC變換器的雙閉環控制系統，并結合實際應用對該系統進行了實驗測試。

1 移相全橋DC／DC變換器閉環系統工作原理

移相全橋DC／DC變換器閉環系統結構框圖如圖l所示。



直流輸入電壓經過全橋逆變、高頻變壓器降壓、輸出側整流濾波得到所需的直流電壓。四路PWM波配置為兩組，PWMl、PWM2為一組，用來控制全橋逆變模塊的超前臂；PWM3、PWM4為另一組，控制滯后臂。PWMl與PWM2互補，PWM3與PWM4互補，可通過UCC3895設置合適的死區時間。該閉環控制電路采用峰值電流模式，外環電壓調節器的輸出作為電流內環的基準，在電流環中對采樣的電流進行斜坡補償，以保證占空比大于50％的時候，系統仍能穩定工作。電流環的輸出作為調制信號，通過脈寬調制電路、移相電路、隔離驅動電路實現對系統的閉環控制。

2 閉環控制電路設計

2．1 控制模式

閉環系統采用恒定導通時刻峰值電流控制方式，可以實現逐個脈沖控制，動態響應速度快，穩定性好，并且易于實現限流及過流保護。工作原理框圖如圖2（略）所示。

外環誤差放大器輸出的誤差放大電壓Ue與外加的補償鋸齒波Ux合成倒鋸齒波Uc作為內環PWM比較器的基準，當開關管電流檢測信號Us的峰值達到Uc時，觸發器翻轉，開關管關斷，從而減小輸出電流翻。

2．2 硬件電路設計

控制部分硬件電路如圖3所示。電壓外環誤差放大器采用新型光隔離誤差放大器FOD2741，將UCC3895的引腳l(EAN)和引腳2(EAOUT)連接在一起，使內部的誤差放大器構成電壓跟隨器，跟蹤PI調節器輸出的誤差電壓，并將其輸入至內部PWM比較器的同相輸入端，作為電流環的基準。



圖3中，通過R5和R6設置輸出取樣電壓，R5、R6與輸出電壓Vout滿足：

R1和R7控制光耦的增益，C1、C2、C3和R1、R2、R3與FOD2741組成雙零點、雙極點的PI補償網絡。

在電流內環中加入斜坡補償以保證系統的穩定性。斜坡補償信號以電壓跟隨的形式，從RC振蕩器中引入，其中加入上拉電阻R8為補償的鋸齒波提供直流偏壓，解決啟動或輕載時UCC3895輸出波形的不對稱問題。圖中電流檢測信號Is經過I-V變換電路轉換成電壓信號。根據疊加原理與引入的斜坡補償信號疊加送入UCC3895的引腳3(RAMP)，作為內部PWM比較器的反相輸入。通過內部限流比較器及過流比較器實現逐周期限流及過流保護，當2 V2．5 V時，進入過流保護模式。

3 實驗結果

將該控制系統應用于一臺1．5 kW的電源中，設計參數如下：輸入電壓為直流144 V，輸出14 V直流電壓，高頻變壓器原、副邊匝數比為15：2，開關頻率為50 kHz，輸出濾波電感為22μH，濾波電容為2 820μF，負載為0．14 Ω。補償網絡參數為：R1=l kΩ、R2=68 Ω、R3=40 Ω、C1=1．2 nF、C2=47 pF、C3=82 nF。在移相控制占空比的過程中，全橋逆變器的驅動波形及高頻變壓器副邊的輸出波形如圖4所示。



4 結束語

本文基于UCC3895設計了移相全橋DC／DC變換器雙閉環控制系統，其中加入補償校正環節，使系統在交越頻率處的相位裕度大于45°，從而達到穩定狀態。結合實際應用對該系統進行實驗測試，結果表明，系統動態響應快，穩定性好。