小數(shù)N分頻PLL從上世紀七十年代開始就已投入使用。小數(shù)N分頻使PLL輸出的分辨率可以降至PFD頻率的一小部分(如圖所示)，其中PFD輸入頻率為1 MHz。可以產(chǎn)生分辨率為數(shù)百Hz的輸出頻率，同時維持較高的PFD頻率。因此，小數(shù)N分頻的N值顯著小于整數(shù)N分頻的N值。

　　Integer-N Compared to Fractional-N Synthesizer

　　由于電荷泵處的噪聲以20 logN的比率累加到輸出上，因此相位噪聲可以得到顯著改善。對于GSM900系統(tǒng)，小數(shù)N分頻ADF4252的相位噪聲性能為–103 dBc/Hz;相比之下，整數(shù)

　　N分頻PLL ADF4106的相位噪聲性能為–93 dBc/Hz。小數(shù)N分頻的另一個顯著優(yōu)勢是可以改善鎖定時間。當PFD頻率設置為20 MHz、環(huán)路帶寬為150 kHz時，頻率合成器可以在不到30 s內(nèi)跳躍30 MHz。目前的基站要求使用兩個PLL模塊，確保LO能滿足傳輸?shù)臅r序要求。利用小數(shù)-N分頻的超快鎖定時間，將來頻率合成器的鎖定時間特性將允許用一個小數(shù)-N分頻PLL模塊代替現(xiàn)行的兩個“乒乓”式PLL。

　　小數(shù)N分頻PLL的缺點是雜散水平較高。小數(shù)N分頻900.2(見圖7B)的組成是N分頻器花80%的時間除以900，花20%的時間除以901。平均分頻是正確的，但瞬時分頻是錯誤的。因此，PFD和電荷泵會不斷地試圖校正瞬時相位誤差。提供求平均值功能的-調(diào)制器會承受繁重的數(shù)字運算活動，從而在輸出處產(chǎn)生雜散成分。數(shù)字噪聲加上電荷泵的匹配不精確性，導致雜散水平高于大多數(shù)通信標準的容許水平。小數(shù)N分頻器件只是在最近才對雜散性能進行了必要的改進，例如ADF4252，使設計人員得以考慮將其用于傳統(tǒng)的整數(shù)-N分頻市場。

　　使用ADIsimPLL?簡化PLL設計

　　ADIsimPLL?軟件是一個完整的PLL設計包，可從ADI公司網(wǎng)站下載。該軟件具有用戶友好的圖形界面，并提供了完整而全面的指南供新手用戶參考。

　　傳統(tǒng)上，PLL頻率合成器設計依靠發(fā)布的應用筆記來輔助設計PLL環(huán)路濾波器。因此，需要建立原型電路來確定鎖定時間、相位噪聲和基準雜散電平等重要性能參數(shù)。然后，在實驗室內(nèi)“調(diào)整”元件值并反復進行冗長測量來實現(xiàn)優(yōu)化。

　　ADIsimPLL可以簡化并改進傳統(tǒng)的設計流程。設計人員首先從“全新PLL向?qū)А遍_始構(gòu)建PLL，方法是指定PLL的頻率要求，選擇整數(shù)N分頻或小數(shù)N分頻方案，然后從PLL芯片庫(模型庫或定制VCO)中選擇并從多種拓撲結(jié)構(gòu)選擇環(huán)路濾波器。該程序可以設計環(huán)路濾波器并顯示相位噪聲、基準雜散、鎖定時間以及鎖定檢測性能等關鍵參數(shù)。

　　ADIsimPLL其簡單性和互動性如同使用電子表格。用戶可以修改環(huán)路帶寬、相位裕量、VCO靈敏度和元件值等全部設計參數(shù)，且仿真結(jié)果會實時更新。這使得用戶可以輕松針對特定要求來優(yōu)化設計。例如，通過改變帶寬，用戶可以實時觀察權衡鎖定時間和相位噪聲，并具有基準測量精度。

　　ADIsimPLL包括精確的相位噪聲模型，從而能可靠地預測頻率合成器閉環(huán)相位噪聲。用戶報告仿真和測量之間具有出色的相關性。如果需要，設計人員可以直接在元件級別操作并觀察改變個別元件值所產(chǎn)生的影響。

　　使用ADIsimPLL的基本設計流程歸納如下：

　　1. 選擇基準頻率、輸出頻率范圍和通道間隔

　　2. 從列表中選擇PLL芯片

　　3. 選擇VCO

　　4. 選擇環(huán)路濾波器配置

　　5. 選擇環(huán)路濾波器帶寬和相位裕量

　　6. 運行仿真

　　7. 評估時間和頻域結(jié)果

　　8. 優(yōu)化

　　ADIsimPLL適用于整數(shù)N分頻或小數(shù)N分頻PLL，但無法模擬小數(shù)N分頻雜散。小數(shù)N分頻器件的相位噪聲預測假設器件在“最低相位噪聲”模式下工作。