摘要：自三十多年前問世以來，現場可編程門陣列(FPGAs)已被廣泛用于實現來自不同領域的無數應用。由于其底層的硬件可重新配置性，與定制設計的芯片相比，FPGAs具有更快的設計周期和更低的開發成本。FPGA架構的設計涉及許多不同的設計選擇，從高級架構參數到晶體管級實現細節，目標是制造高度可編程的器件，同時最小化可重新配置的面積和性能成本。隨著應用需求和工藝技術能力的不斷發展，FPGA架構也必須適應。在這篇文章中，我們回顧了現代商用FPGA架構的不同關鍵組件的演變，并闡明了它們的主要設計原則和實現挑戰。

01簡介

現場可編程門陣列(FPGAs)是可重構的計算機芯片，可以通過編程實現任何數字硬件電路。如圖1所述，FPGAs由不同類型的可編程塊(邏輯、輸入輸出和其他)組成的陣列，這些可編程塊可以使用預制的布線通道與它們之間的可編程開關靈活地互連。所有FPGA塊的功能和布線開關的配置使用數百萬個靜態隨機存取存儲器(SRAM)單元來控制，這些SRAM在工作時被編程(即寫入)以實現特定功能。用戶用硬件描述語言(HDL)如Verilog或VHDL描述所需的功能，或者可能使用高級綜合將C或OpenCL翻譯成HDL。然后，使用復雜的計算機輔助設計(CAD)流程將HDL設計編譯成比特流文件，用于對FPGA的所有配置SRAM單元進行編程。

與構建定制專用集成電路(ASIC)相比，FPGAs的非重復性工程成本低得多，上市時間也短得多。預制的現成的FPGA可以用來在幾周內實現一個完整的系統，跳過了定制ASIC通常要經歷的物理設計、布局、制造和驗證階段。它們還允許持續的硬件升級，以支持新功能或通過在現場部署后簡單地加載新比特流來修復錯誤，因此稱為現場可編程。這使得FPGAs成為中小型設計的引人注目的解決方案，特別是在當今市場產品周期快的情況下。FPGAs的比特級可重新配置性使得能夠實現每個應用所需的精確硬件(例如：數據路徑位寬、流水線級、并行計算單元的數量、存儲子系統等。)而不是通用處理器(CPUs)或圖形處理單元(GPUs)的固定的單一尺寸結構。因此，通過實現無指令流硬件[1]或覆蓋有應用定制流水線和指令集的處理器[2]，它們可以實現比CPU或GPU更高的效率。

這些優勢促使FPGAs在許多應用領域采用，包括無線通信、嵌入式信號處理、網絡、ASIC原型、高頻交易等[3]–[7]。它們最近也被大規模部署在數據中心，以加速搜索引擎、數據包處理[9]和機器學習[10]等工作負載。然而，與ASIC相比，FPGA硬件的靈活性帶來了效率成本。庫恩和羅斯[11]表明，僅使用FPGA的電路比相應的ASIC實現平均大35倍，慢4倍。最近的一項研究[12]表明，對于大量使用其他FPGA(如隨機存取存儲器和數字信號處理器)的全功能設計，這一面積差距有所縮小，但仍為9倍。FPGA設計師試圖盡可能地縮小這種效率差距，同時保持可編程性，使FPGA在廣泛的應用中非常有用。

在這篇文章中，我們介紹了FPGA的關鍵原理，并強調了這些器件在過去30年的發展。圖1顯示了FPGAs如何從簡單的可編程邏輯陣列和輸入輸出模塊發展到復雜的異構多芯片系統，包括嵌入式模塊存儲、數字信號處理(DSP)模塊、處理器子系統、各種高性能外部接口、系統級互連等。首先，我們簡要概述了用于評估新的FPGA架構思想的CAD流程和方法。然后，我們詳細介紹了一個FPGA的每個關鍵組件的架構挑戰和設計原則。我們重點介紹了過去三十年來在這些組件的設計和實施方面的關鍵創新，以及正在進行的研究領域。

圖1:早期具有可編程邏輯和IOs的FPGA架構與現代具有RAMs、DSPs和其他硬模塊的異構FPGA架構相比。所有模塊都使用比特級可編程布線進行互連

02FPGA架構評估

如圖2所示，FPGA架構評估流程由三個主要組件組成:一套基準應用、一個架構模型和一個CAD系統。與為特定功能構建的ASIC不同，FPGA是為許多用例設計的通用平臺，其中一些用例甚至可能在FPGA構建時不存在。因此，在實現代表關鍵FPGA市場和應用領域的各種基準設計時，將根據效率來評估FPGA架構。通常，每個FPGA供應商都有一套精心選擇的基準設計，這些設計是從專有系統實現和各種客戶應用中收集的。還有幾個開源基準套件，如經典的MCNC20[13]、VTR[14]和Titan23[15]套件,這些在學術FPGA架構和CAD研究中是常用的。雖然早期的學術FPGA研究使用了MCNC設計套件，但這些電路現在太小(數千個邏輯原語)和太簡單(只有輸入輸出和邏輯)，無法代表現代FPGA用例。VTR，尤其是Titan套件更大、更復雜，使它們更具代表性，但隨著FPGA容量和應用復雜性的不斷增長，通常需要新的基準套件。

圖2:FPGA架構評估流程

評估流程的第二部分是FPGA架構模型。FPGA的設計涉及來自架構級組織的許多不同決策(例如塊的數量和類型、線段長度的分布、邏輯簇和邏輯元件的大小)到晶體管級電路實現(例如可編程開關類型、布線緩沖器晶體管大小、寄存器實現)。還涉及到不同的實現風格;邏輯塊和可編程布線被設計和布局為全定制的電路，而大多數硬化的塊(例如DSP)分別為模塊內核和外設混合了標準單元和全定制設計。一些模塊(存儲、輸入輸出)甚至包括重要的模擬電路。所有這些不同的組件都需要仔細建模，以評估整個FPGA架構。除

了從每個組件的電路級實現中獲得的面積、時序和功率模型之外，這通常使用架構描述文件來獲取，架構描述文件指定不同的FPGA塊和布線架構的組織和類型。

最后，使用可重定位的CAD系統，如VTR [14]，將選定的基準應用映射到指定的FPGA架構上。這種CAD系統由一系列復雜的優化算法組成，這些算法將寫在HDL中的基準綜合為電路網表，將其映射到不同的FPGA塊，將映射的塊放置在FPGA上的特定位置，并使用指定的可編程布線架構在它們之間布線連接。然后，我們用由CAD系統產生的實現來評估幾個關鍵指標。總面積是應用使用的FPGA塊的總面積，以及其中包含的可編程布線。時序分析器找到通過塊和布線的關鍵路徑，以確定應用時鐘的最大頻率。功耗是根據使用的資源和信號切換速率來估計的。FPGAs從來不是為一個應用設計的，所以這些指標在所有基準中是平均的。最后，根據架構目標(例如高性能或低功率)。其他指標，如CAD工具運行時間以及CAD工具未能在一個架構上布線一些基準也經常被考慮。

例如，FPGA架構中的一組關鍵問題是: 在FPGA架構中應該硬化什么功能(即作為新的ASIC風格的塊實現)?這個塊應該有多靈活?FPGA芯片面積應該有多少專用于它?理想情況下，FPGA架構師希望以盡可能低的硅成本為盡可能多的應用提供硬化功能。與僅在可編程結構中實現相比，能夠利用硬模塊的應用將受益于更小、更快和更節能。這促使在硬模塊中有更多的可編程性來捕獲更多的用例;然而，更高的靈活性通常以更大的面積和降低的硬模塊效率為代價。另一方面，如果應用電路不能使用硬模塊，則浪費其硅面積;FPGA用戶寧愿在未使用的硬模塊區域有更多可用的通用邏輯塊。還必須考慮這種新的硬模塊對可編程布線的影響——它需要更多的互連還是會導致進出該塊的布線路徑變慢?為了評估一個特定的功能是否應該被硬化，硬化的成本和收益必須使用本節描述的流程根據經驗進行量化。FPGA架構師在找到正確的設計選擇組合之前，可能會嘗試許多想法，這些設計選擇在正確的位置添加了正確的可編程性，使這種新的硬模塊取得了最終的勝利。

在下一節中，我們將詳細介紹FPGAs的許多不同組件以及每個組件的關鍵架構問題。雖然我們描述了關鍵結果，但沒有詳細說明用于發現它們的實驗方法，一般來說，它們來自類似于圖2中的整體架構評估流程。

03FPGA架構演進

3.1 可編程序邏輯

最早的可重構計算器件是可編程邏輯(PAL)架構。如圖3所示，PALs由一個“與”門陣列和另一個“或”門陣列組成，并且可以將布爾邏輯表達式實現為兩級積和函數。PALs通過可編程開關實現可配置性，可編程開關選擇每個與/或門的輸入來實現不同的布爾表達式。因為無論實現什么邏輯功能，通過器件的延遲都是不變的，所以用于器件的設計工具非常簡單。但是，PALs的擴展性不好;隨著器件邏輯容量的增加，形成與/或陣列的導線變得越來越長、越來越慢，所需的可編程開關數量也呈二次增長。

圖3:可編程陣列邏輯(PAL)架構，帶有一個“與”陣列，饋入到“或”陣列。叉是可重新配置的開關，用于將任何布爾表達式編程為兩級的積和函數

隨后，復雜可編程邏輯器件(CPLDs)保留了與/或陣列作為基本邏輯元件，但試圖以更復雜的設計工具為代價，通過在同一芯片上集成多個具有交叉互連的PALs來解決可擴展性挑戰。不久之后，Xilinx在1984年首創了第一個基于查找表的(基于LUT的)FPGA，它由一系列基于SRAM的LUTs組成，它們之間有可編程的互連。這種類型的可重構器件顯示出很好的可擴展性，與PALs和CPLDs中的與/或邏輯相比，LUTs實現了更高的面積效率。因此，基于LUT的架構變得越來越占優勢，今天LUTs構成了所有商用FPGAs的基本邏輯元件。幾項研究[16]–[18]嘗試研究了用不同形式的可配置與門來替換LUTs:一種具有可編程輸出/輸入反轉的與門的完整二進制樹，稱為與-反相器錐(AIC)。然而，當在[19]中進行全面評估時，基于AIC的FPGA架構比基于LUT架構面積大得多，延遲增益僅在關鍵路徑較短小的基準上。

K-LUT可以通過在配置SRAM單元中存儲真值表來實現任何K輸入布爾函數。K個輸入信號被用作多路復用器選擇線，從真值表的個值中選擇一個輸出。圖4(a)展示出了使用傳輸晶體管邏輯的4-LUT的晶體管級電路實現。除了輸出緩沖器之外，還有一個內部緩沖級(如圖4(a)中LUT的第二級和第三級之間所示)，通常是為了減小當通過一串傳輸晶體管時的二次增加延遲而實現的。LUT的傳輸晶體管和內部/輸出緩沖器的尺寸經過精心調整，以實現最佳的面積延遲積。經典的FPGA文獻[20]將基本邏輯元件(BLE)定義為與輸出寄存器耦合并旁路2:1多路復用器的K-LUT，如圖4(c)所示。因此，一個BLE既可以實現一個觸發器(FF)，也可以實現一個帶有寄存或未寄存輸出的LUT觸發器.如圖4(d)所示，BLEs通常在邏輯塊(LBs)中聚合，使得LBs包含N個BLEs以及局部互連。邏輯塊中的局部互連由信號源(BLE輸出和邏輯塊輸入)和目的地(BLE輸入)之間的多路復用器組成。這些多路復用器通常被安排成形成局部完全交叉開關[21]或部分交叉開關[22]。在電路級，這些多路復用器通常由兩級傳輸晶體管構成，后面是一個兩級緩沖器，如圖4(b)所示;在大多數情況下，這是FPGA多路復用器最有效的電路設計[23]。圖4(d)還示出了形成可編程布線的開關和連接塊多路復用器，其允許邏輯塊相互連接;第三章第二節詳細討論了這種布線。

圖4:(a) 在第二和第三LUT級之間具有內部緩沖器的4-LUT晶體管級實現(b) 兩級多路復用器電路(c)基本邏輯單元(BLE)和(d)邏輯塊內部結構

多年來，隨著器件邏輯容量的增長，LUTs(K)和LBs (N)的大小逐漸增加。隨著K的增加，更多的功能可以封裝到單個LUT中，不僅減少了所需的LUTs數量，而且減少了關鍵路徑上的邏輯級數量，從而提高了性能。此外，隨著越來越多的連接通過增加N而被捕獲到快速局部互連中，對LB間布線的需求減少。另一方面，LUT的面積隨K成指數增長(由于2的k次方SRAM單元)，其速度線性下降(因為多路復用器構成了具有周期性緩沖的K個傳輸晶體管的鏈)。如果LB局部互連實現為交叉開關，其大小會呈四次方增長，速度會隨著LB中的BLEs數量呈線性下降。Ahmed和Rose[24]根據經驗評估了這些權衡，并得出結論，4-6尺寸的LUT和3-10尺寸的BLEs為FPGA架構提供了最佳的面積延遲積，4-LUTs導致更好的面積，但6-LUTs產生更高的速度。歷史上，Xilinx的第一個基于LUT的FPGA，1984年的XC2000系列，有一個只包含兩個3-LUTs的LB(即N = 2，K = 3)。LB尺寸隨著時間的推移逐漸增加，到1999年，Xilinx的Virtex系列包括四個4-LUTs，Altera的Apex 20K系列包括每個LB中的十個4-LUTs。

架構的下一個重大變化來自2003年的Altera，在他們的Stratix II架構中引入了可分割的LUT[25]。Ahmed和Rose在[24]中表明，10個6-LUTs的LB比10個4-LUTs的LB性能高14%，但面積高17%?？煞指頛UTs試圖結合兩者的優點，實現更大LUTs的性能和更小LUTs的面積效率。傳統6-LUTs面積增加的一個主要因素是利用率低。Lewis et al.發現64%的嵌入式應用中的LUTs使用少于6個輸入，浪費了一些6-LUT的功能[26]。一個可分割的{K，M}-LUT可以配置為一個大小為K的單個LUT，也可以分割為兩個大小不超過K–1的LUTs，這些LUTs共同使用不超過K + M個不同的輸入。圖5(a)顯示6-LUT內部由兩個5-LUTs和一個2:1多路復用器組成。因此，幾乎不需要任何電路(只有紅色的附加輸出)來允許6-LUTs作為共享相同輸入的兩個5-LUTs工作。然而，要求兩個5-LUTs共享它們的所有輸入將限制兩者同時使用的頻率。添加額外的布線端口，如圖5(b)，增加了可分割的6-LUT的面積，但更容易找到兩個可以組合在一起的邏輯功能。Stratix II架構中的自適應邏輯模塊(ALM)實現了一個{6，2}-LUT，它有8個輸入和2個輸出端口。因此，一個ALM可以實現y一個6-LUT或兩個5-LUTs共享2個輸入(因此總共有8個不同的輸入)。成對的較小LUTs也可以在沒有任何共享輸入的情況下實現，例如兩個4LUTs或一個5-LUT和一個3-LUT。利用可分割的6-LUT，在6-LUTs中實現了更大的邏輯功能，降低了關鍵路徑上的邏輯級，實現了性能改進。另一方面，較小的邏輯功能可以打包在一起(每個只使用半個ALM)，提高了面積效率。與基準的基于4 LUT的LB相比，LBin Stratix II不僅性能提高了15%，而且邏輯和布線面積也減少了2.6%。

圖5: 6-LUT可分為兩個5-查找表，其中(a)沒有額外的輸入端口，導致5個共享輸入(A-E)或(b)兩個額外的輸入端口和轉向多路復用器，導致只有2個共享輸入(C，D)

Xilinx后來在其Virtex-5架構中采用了相關的可分割LUT方法。像Stratix II一樣，Virtex-5 6-LUT可以分解成兩個5-LUT。然而，Xilinx選擇最小化增加的額外電路，以提高分割性，如圖5(a)所示?！惶砑宇~外的輸入布線端口或轉向多路復用器。這導致每個可分割LUT的面積更小，但是由于它們必須使用不超過5個不同的輸入，所以將兩個更小的LUTs打包在一起更加困難[27]。雖然Altera/Intel和Xilinx的后續架構也是基于可分割的6-LUTs，但最近的一項Microsemi研究[28]重新審視了4-LUT與6-LUT之間的效率權衡，該權衡針對的是比之前使用的更新的工藝技術、計算機輔助設計工具和設計。它表明，一個具有兩個緊密耦合的4路LUTs的LUTs結構，一個饋送另一個，可以獲得接近普通6-LUTs的性能，同時具有4路LUTs的面積和功率優勢。就LB尺寸而言，Altera/Intel和Xilinx的FPGA架構在幾代的時間里分別使用了10個和8個BLEs的相對較大的LB。然而，Xilinx最近宣布的Versal架構進一步將每個LB中的BLEs的數量增加到32[29]。這種大幅增長的原因有兩個方面。首先，LB之間的線路延遲隨著工藝的縮小而縮小，因此在LB的局部布線中捕獲更多的連接越來越有利。其次，越來越大的FPGA設計往往會增加CAD工具的運行時間，但更大的LBs可以通過簡化布局和LB間布線來幫助緩解這一趨勢。

另一個重要的架構選擇是每個BLE的FFs數量。早期的FPGA將一個(不可分割的)LUT與一個FPGA連接起來，如圖4(c)所示。當他們轉移到可分割的LUTs時，Altera/Intel和Xilinx架構都給每個BLE增加了第二個LUTs，這樣就可以將分割后的LUT的兩個輸出都寄存,如圖5(a)和5(b)所示。在Stratix V架構中，隨著設計變得更加深入流水線化以實現更高的性能，每個BLE的FFs數量進一步從2個增加到4個，以適應對FFs不斷增長的需求[30]。低成本多路復用電路允許在LUTs和FFs之間共享現有的輸入，以避免增加更昂貴的布線端口。Stratix V將FFs實現為脈沖鎖存器，而不是邊沿觸發的FFs。如圖6(b)所示，這移除了主從鎖存中的兩個鎖存器中的一個(圖6(a))，減少寄存器延遲和面積。一個脈沖鎖存器充當一個更便宜的FF，它的保持時間更長，因為它在非常短的脈沖期間而不是像傳統的FF那樣在時鐘沿鎖存數據輸入。如果為每個FF建造一個脈沖發生器，每個FF的總面積將增加而不是減少。相反，Stratix V每個LB只包含兩個可配置的脈沖發生器;LB中的40個脈沖鎖存器中的每一個都選擇哪個發生器提供它的脈沖輸入。FPGA的CAD工具還可以對這些發生器的脈沖寬度進行編程，允許在源寄存器和目的寄存器之間借用有限的時間。更長的脈沖會進一步降低保持時間，但通常任何違反保持時間的情況都可以通過使用更長的布線路徑來延遲信號的FPGA布線算法來解決。在Ultrascale+架構中，Xilinx還使用脈沖鎖存器作為其FFs[31]。

圖6:用于(a)主從正邊沿觸發觸發器和(b)脈沖鎖存器的電路

算術運算(加法和減法)在FPGA設計中非常常見: Murray等人.發現在一套FPGA設計中，22%的邏輯元件都在實現算法[32]。雖然這些操作可以用LUTs來實現，但行波進位加法器中的每個算術位都需要兩個LUTs(一個用于求和輸出，一個用于進位)。這導致了高邏輯利用率和緩慢的關鍵路徑，因為串聯的任何LUTs都要計算多位加法的進位.因此，所有現代的FPGA架構都在其邏輯塊中包含了硬件算術電路。變體很多，但都有幾個共同點。首先，為了避免增加昂貴的布線端口，算術電路重復使用LUT布線端口或由LUT輸出饋送。其次，進位位在特殊的專用互連上傳播，幾乎沒有或根本沒有可編程性，因此關鍵的進位路徑是快速的。最低成本的算術電路硬化了行波進位結構，并在LUTs上實現了較大的速度增益(在[32]中，32位加法器的速度增益為3.4)。硬化更復雜的結構，如進位跳躍加法器，進一步提高了速度(在[33]中，32位時速度增加了20%)。Xilinx的最新Versal架構硬化了8位超前進位加法器的進位邏輯(即加法只能從每八個BLE開始)，而求和、傳播和產生邏輯都是在可分割的6-LUTs中實現的，這些LUTs提供進位邏輯，如圖7(a)所示[29]。這種組織允許每個邏輯元件實現1位算術。另一方面，最新的Intel Agilex架構可以為每個邏輯元件實現2位算術，邏輯元件之間的進位具有專用的互連，如圖所示7(b)。它通過硬化2位進位跳躍加法器來實現這一點，該加法器由包含在6-LUT[34]中的4個4位LUTs饋送。Murray等人的研究[32]表明，與不可分割LUTs或每個邏輯元件一位算術的架構相比，可分割LUTs和兩位算術的組合(類似于Altera/Intel FPGAs中采用的)特別有效。它還得出結論，在FPGA邏輯元件中專用的算術電路(即硬化加法器和進位鏈)分別將算術微基準電路和通用基準電路的平均性能提高了75%和15%。

圖7:(a) Xilinx和(b) Altera/Intel FPGAs邏輯元件中的硬算術電路概述(紅色)。A[i]和B[i]是兩個加法操作數A和B的第i位。Xilinx LEs在查找表中計算進位傳播和產生，而Altera/Intel使用查找表將輸入傳遞給硬加法器。實現加法器時，未標記的輸入未被使用

最近，深度學習(DL)已經成為許多終端用戶應用的關鍵工作負載，其核心操作是乘加(MAC)。一般來說，MAC可以在數字信號處理器模塊中實現，這將在第三章第五節中描述;然而，具有8位或更窄操作數的低精度MAC(在數字邏輯工作負載中變得越來越普遍)也可以在可編程邏輯中有效地實現[9]。LUTs用于生成乘法器陣列的部分積，然后是加法器樹，以減少部分積并執行累加。因此，最近的多項研究[35]–[37]研究了如何增加FPGA邏輯結構中硬化加法器的密度，以提高其在實現算術繁重的應用(如DL加速)時的性能。[36]和[37]中的工作提出了多種不同的邏輯塊架構，每個邏輯單元包含4位算術運算，排列在一個或兩個具有不同配置的進位鏈中，而不是在類似Intel Stratix ALM中只有的2位算術運算。由于乘法器陣列中的高度輸入共享，這些方案在實現乘法時不需要增加邏輯簇中的(相對昂貴的)布線端口的數量(即，對于N位乘法器，僅需要2N個輸入來生成N平方部分積)。這些提議中最有希望的一個將MAC操作的密度提高了1.7倍，同時提高了速度。它還將一般基準測試所需的邏輯和布線面積減少了8%，突出了更多的算法密度對除了DL以外的應用是有益的。

3.2 可編程布線

可編程布線通常占應用的結構面積和關鍵路徑延遲的50%以上[38]，因此其效率至關重要。可編程布線由預制接線段和可編程開關組成。通過將適當的開關序列編程為接通，任何功能塊輸出都可以連接到任何輸入。FPGA布線架構主要有兩類。分層次的FPGAs的靈感來源于這樣一個事實，即設計本質上是分層的:高級模塊實例化低級模塊，并在它們之間連接信號。在設計層次中，相互靠近的模塊之間的通信更加頻繁，層次化的FPGA可以通過連接芯片小區域的短線來實現這些連接。如圖8所示，為了與層次化的FPGA的更遠的區域進行通信，一個連接(用紅色突出顯示)在穿過互連層次的不同級時通過多條線路和開關。這種風格的架構在許多早期的FPGAs中很受歡迎，如Altera的7K和Apex20K系列，但它會導致互連層次結構上層的線路非常長，隨著工藝長度的縮減，這種導線的電阻越來越大，這就成了問題。嚴格的分層布線架構還會導致一些塊在物理上靠得很近(例如圖8中的藍色塊)仍然需要幾根線和開關來連接。因此，它現在主要用于較小的FPGA，例如可以嵌入大型SoC設計中的FlexLogix FPGA IP核[39]。

圖8:在層次化FPGAs中的布線架構

另一種類型的FPGA互連是島式的，如圖9所示。該架構由Xilinx首創，其靈感來源于這樣一個事實，即水平和垂直定向線段的規則二維布局可以有效地布局。如圖9所示，島式布線包括三個部分:布線線段、將功能塊輸入連接到布線的連接塊(多路復用器)和將布線連接在一起以實現更長布線的開關塊(可編程開關).FPGA CAD工具中的布局引擎選擇哪個功能塊實現設計的每個元件，以最小化所需的布線。因此，大多數功能塊之間的連接跨越很小的距離，并且可以用一些布線來實現，如圖9中的紅色連接所示。

圖9:島式布線架構。粗實線是走線，而虛線是可編程開關。連接塊和開關塊分別用黃色和綠色陰影表示

創建一個好的布線架構需要管理復雜的權衡。它應該包含足夠多的可編程開關和線段，以使絕大多數電路都能實現;然而，過多的電線和開關浪費了面積。布線架構也應符合應用的需要:理想情況下，短連接將使用短導線，以最小化電容和版圖面積，而長連接可以使用較長的布線段，以避免通過許多布線開關的額外延遲。一些布線架構參數包括:每個邏輯塊輸入或輸出可以連接多少條布線線(Fc)，每條布線線可以連接多少條其他布線線(Fs)，布線線段的長度，布線開關模式，線路和開關本身的電氣設計，以及每個通道的布線線數量[20]。例如在圖9，Fc = 3，Fs = 3，通道寬度為4條導線，一些布線長度為1，而其他布線長度為2.針對目標應用和特定流程節點，全面評估這些權衡需要使用完整的CAD流程進行實驗，詳見第二節。

早期的島式架構只包含了可編程開關之間穿過單個邏輯塊的短線。后來的研究表明，這導致可編程開關比需要的多，并且在終止前使所有布線段跨越四個邏輯塊將應用延遲減少40%，布線面積減少25% [40]?，F代架構包括多種長度的接線段，以更好地滿足短連接和長連接的需要，但最豐富的接線段仍然是中等長度，四個邏輯塊是一種流行的選擇。較長距離的連接可以使用較長的電線段來實現較低的延遲，但是在最近的工藝節點，跨越許多(例如16)邏輯模塊必須在上部金屬層上使用寬而厚的金屬走線，以獲得可接受的電阻[41]。這種長距離布線可以包含在金屬疊層中的數量是有限的。為了更好地利用這種稀缺的布線，Intel的Stratix FPGAs允許長線段僅連接到短線段，而不是功能塊輸入或輸出[42]。這在島式的FPGA中創建了一種布線層次結構，其中短連接只使用較短的導線，而較長的連接通過短導線到達長導線網絡。在島式FPGA中使用層次化FPGA概念的另一個領域是邏輯塊。如圖4(d)所示，大多數邏輯塊現在將多個BLEs與局部布線組合在一起。這意味著每個邏輯塊都是層次化FPGA中的一個小簇;島式布線連接成千上萬個邏輯簇。

關于開關的最佳數量以及如何最好地安排開關，已經有了大量的研究。雖然有許多詳細的選擇，但還是出現了一些原則。首先，功能塊引腳和導線(Fc)之間的連接性可能相對較低:通常只有10%或更少的導線經過引腳時會有開關與之連接。類似地，布線線路在其末端(Fs)可以連接的其他線路的數量也可以很少，但是它應該至少為3，以便信號可以在線路端點向左、向右或向右轉向。邏輯簇中的局部布線(在第三章中第一節描述)允許在布線過程中交換一些塊輸入和一些塊輸出。通過利用這種額外的靈活性，并考慮多級可編程布線網絡提供的所有選項，布線CAD工具即使在Fc和Fs值較低的情況下也可以實現較高的完成率。為CAD工具提供更多選項的開關模式也有助于布線;例如，Wilton開關模式確保遵循不同的通道序列，讓布線器到達目的塊附近的不同線段[43]。

可編程開關的電氣設計也有多種選擇，如圖10。早期的FPGA使用由SRAM單元控制的傳輸門晶體管來連接導線。雖然這是傳統CMOS工藝中可能的最小開關，但通過晶體管串聯的走線延遲呈二次方增長，這使得它們對于大面積FPGA來說非常慢。添加一些三態緩沖開關會增加面積，但會提高速度[40]。如圖4(b)所示，最近的FPGAs主要使用由傳輸門構建的多路復用器，其后是不能三態化的緩沖器。這種直接驅動開關中的傳輸晶體管可以很小，因為它們的負載很輕，而緩沖器可以更大，以驅動布線線段周圍的大電容。這種直接驅動開關對開關模式產生了一個主要的限制:一根導線只能在一個點上被驅動，因此只有功能塊輸出和該點附近的布線導線才能饋送到布線多路復用器的輸入，因此可能是信號源。盡管有這種限制，學術界和工業界都認為直接驅動開關由于其優越的電氣特性而提高了面積和速度[42]，[44]。例外情況是昂貴或稀有的導線，如在上層金屬層的寬金屬跡線上實現的長導線或第三章第七節中討論的跨中介層導線。這些線路通常有多個三態緩沖器來驅動它們，因為這些較大的可編程開關的成本值得允許更靈活地使用這些昂貴的線路。

圖10: SRAM控制的可編程開關的不同實現，使用傳輸晶體管(左)、三態緩沖器(中)或緩沖多路復用器(右)。

FPGA布線的一個主要挑戰是，長導線的延遲沒有隨著工藝尺寸的縮小而改善，這意味著即使時鐘頻率上升，穿過芯片的延遲也會停滯或增加。這使得FPGA應用開發人員增加了他們設計中的流水線數量，從而允許長布線有多個時鐘周期。為了使這種策略更加有效，一些FPGA制造商已經將寄存器集成到布線網絡本身中。Intel的Stratix10器件允許每個布線驅動器(即多路復用器后接一個緩沖器)被配置為脈沖鎖存器，如6(b)所示，從而充當延遲低但保持時間相對較差的寄存器。這允許在不使用昂貴的邏輯資源的情況下進行互連的深度管道化，代價是適度的面積和布線驅動器的延遲增加[45]。保持時間問題意味著在直接連續的Stratix布線開關中使用脈沖鎖存器是不可能的，因此Intel在其下一代Agilex器件中改進了這種方法，只在三分之一的互連驅動器(以降低面積成本)上集成了當前的寄存器(保持時間更短)[34]。Xilinx的Versal器件不是通過互連集成寄存器，而是只在功能塊的輸入端添加旁路寄存器。與Intel的互連寄存器不同，這些輸入寄存器功能齊全，具有時鐘使能和清除信號[46]。

3.3 可編程輸入輸出

FPGA包括獨特的可編程IO結構，使它們能夠與各種各樣的其他器件通信，使FPGA成為許多系統的通信基礎。對于一組物理接口來說，有計劃地支持許多不同的IO接口和標準是一項挑戰，因為它需要適應不同的電平、電氣特性、時序規范和命令協議。可編程IO的價值和挑戰都因FPGAs上用于IO的大面積空間而凸顯出來。例如，Altera的Stratix II (90納米)器件支持28種不同的IO標準，并將其20%(最大器件)至48%(最小器件)的芯片面積用于與IO相關的結構。

如圖11所示，FPGAs采用多種方法[47]–[49]來應對這一挑戰。首先，FPGA使用可以在一定電壓范圍內工作的IO緩沖器。這些IO被分組到組(bank)中(通常每個組大約50個IO)，其中每個組都有一個單獨的IO緩沖器線路。這允許不同的組工作不同的電壓電平;例如一組的IO可以在1.8 V下工作，而另一組的IO可以在1.2 V下工作。第二，每個IO可以單獨用于單端標準，或者成對的IO可以編程形成差分IO標準的正負線。第三，IO緩沖器由多個并行的上拉和下拉晶體管實現，因此它們的驅動強度可以通過啟用或禁用不同數量的上拉/下拉晶體管來進行編程調整。通過將一些上拉或下拉晶體管編程為使能，即使沒有輸出被驅動，也可以將FPGA IOs編程為實現不同的片內端接電阻，以最小化信號反射?？删幊萄舆t鏈提供了第四級可配置性，允許對進出IO緩沖器的信號時序進行精細的延遲調整。

除了電氣和時序可編程性之外，FPGA IO模塊還包含額外的硬化數字電路，以簡化IO數據的捕獲和傳輸。一般來說，SRAM控制的多路復用器可以旁路部分或全部這種硬化電路，允許FPGA用戶選擇給定設計和IO協議所需的硬化功能。圖11第5部分顯示了IO路徑上的一些常見數字邏輯選項:捕獲寄存器、雙數據速率至單數據速率轉換寄存器(與DDR存儲器一起使用)和串行至并行轉換器，允許以較低頻率傳輸到結構。大多數FPGA現在還包含可旁路的高級塊，這些塊連接到一組IOs，并實現更高級別的協議，如DDR存儲控制器。這些方法結合在一起，使通用FPGA的IO能夠以高達3.2Gb/s的速度服務于許多不同的協議。

最高速度的IOs實現串行協議，如PCIe和以太網，將時鐘嵌入數據轉換，可以28 Gb/s或更高的速度工作。為了實現這些速度，FPGAs包括一組單獨的差分IO，具有更低的電壓和電氣可編程性;它們只能用作串行收發器[50]。就像通用IOs一樣，這些串行IOs在它們和結構之間有一系列高速硬化電路，其中一些可以選擇旁路，以允許最終用戶定制確切的接口協議。

總的來說，FPGA的IO設計非常具有挑戰性，因為人們不僅需要快速IO，還需要可編程IO。此外，從IO接口分配非常高的數據帶寬需要在結構中使用寬的軟總線，這帶來了額外的挑戰，如第三章第六節所述。

圖11:在FPGAs上實現可編程IOs的不同技術概述

3.4 片上存儲器

FPGA架構中第一種形式的片上存儲元件是集成在FPGA邏輯塊中的FFs，如第三章第一節所述。然而，隨著FPGA邏輯容量的增長，它們被用來實現更大的系統，這些系統幾乎總是需要存儲來緩沖和重用芯片上的數據，因此非常需要更密集的片上存儲，因為用寄存器和LUTs構建大RAM比(ASIC的)SRAM塊密度低100多倍。與此同時，在FPGA上實現的應用的存儲需求非常多樣，包括(但不限于)用于FIR濾波器的小系數存儲RAM、用于網絡數據包的大緩沖區、用于類似處理器的模塊的緩存和寄存器文件、用于指令的只讀存儲以及用于解耦計算模塊的數百萬個FIFO。這意味著在FPGA設計中沒有普遍使用的單一RAM配置(容量、字寬、端口數量)，這使得決定哪(些)種RAM塊應該添加到FPGA中以使它們在廣泛的應用中高效變得具有挑戰性。第一個包含存儲硬功能塊的FPGA(塊RAMs或BRAMs)是1995年的Altera Flex 10k[51]。它包括通過可編程布線連接到結構其余部分的小型(2kb)BRAM列。FPGA已經逐漸集成了更大、更多樣的BRAM，典型的情況是，現代FPGA的大約25%的面積專用于BRAM[52]。

一個FPGA BRAM由一個基于SRAM的存儲器組成，帶有額外的外圍電路，使它們更容易配置為多種用途，并將其連接到可編程布線。一個基于SRAM的BRAM通常是如圖12所示。它由存儲位的SRAM單元的二維陣列和大量外圍電路組成，這些外圍電路協調對這些單元的訪問以進行讀/寫操作。為了簡化讀和寫操作的時序，所有現代的FPGA BRAM都寄存了它們的所有輸入。在寫操作期間，列譯碼器激活寫驅動器，寫驅動器又根據要寫入存儲單元的輸入數據對位線(BL和)充電。同時，行譯碼器激活由輸入寫地址指定的行的字線，將一行單元連接到它們的位線，以便它們被新數據覆蓋。在讀操作期間，BL和都被預充電到高電平，然后行譯碼器激活由輸入讀地址指定的行的字線。激活單元的內容導致BL和之間的電壓略有差異，這種差異被感知放大器電路感知和放大，以產生輸出數據[52]。

圖12:一個傳統的基于雙端口SRAM的FPGA BRAM的組織和電路。以藍色突出顯示的組件在任何基于SRAM的存儲模塊中都很常見，而以綠色突出顯示的組件是特定于FPGA的。該BRAM最大數據寬度為8位，但輸出交叉開關配置為4位輸出模式

設計FPGA BRAMs的主要架構決策是選擇它們的容量、數據字寬度和讀/寫端口數量。更強大的BRAMs需要更多的硅面積，因此架構師必須仔細平衡BRAM設計選擇，同時考慮應用電路中最常見的用例。SRAM單元占據的面積隨BRAM電容線性增長，但外圍電路的面積和布線端口的數量呈次線性增長。這意味著更大的BRAM具有更低的每比特面積，使得更大的片上緩沖更有效。另一方面，如果一個應用只需要很小的RAM，那么一個更大的BRAM的大部分容量可能會被浪費掉。同樣，具有較大數據寬度的BRAM可以為下游邏輯提供更高的數據帶寬。然而，它比同樣容量但字寬更小的BRAM占用更多的面積，因為更大的數據字寬需要更多的靈敏放大器、寫驅動器和可編程布線端口。最后，增加一個BRAM的讀/寫端口的數量會增加SRAM單元和外圍電路的面積，但也會增加BRAM能夠提供的數據帶寬，并允許更多樣的用途。例如，FIFO(在FPGA設計中普遍存在)需要一個讀端口和一個寫端口。雙端口SRAM單元的實現細節顯示在圖12的底部。為SRAM單元實現第二個端口(端口B用紅色突出顯示)增加了兩個晶體管，使SRAM單元的面積增加了33%。此外，第二個端口還需要一個額外的靈敏放大器、寫驅動器和行譯碼器的復制(圖12中的“讀/寫電路B”和“行譯碼器B”塊)。如果兩個端口都是讀/寫(r/w)，我們還必須將可編程布線的端口數量增加一倍。

因為FPGA片上存儲器必須滿足在該FPGA上實現的每個應用的需求，所以向BRAM添加額外的可配置性以允許它們適應應用需求也是常見的[53]，[54]。通過在存儲器陣列的外圍增加低成本多路復用電路，FPGA BRAMs被設計成具有可配置的寬度和深度。例如，在圖12中，實際的SRAM陣列被實現為4×8位陣列，這意味著它自然存儲8位數據字。通過在輸出交叉開關上添加由3個地址位控制的多路復用器，并在其上的讀/寫電路上添加額外的解碼和使能邏輯，該RAM還可以在8×4位、16×2位或32×1位模式下工作。寬度可配置譯碼器(WCnfg Dec.)在Vdd和地址位之間選擇，如圖12左上角所示，表示最大8位字節大小。多路復用器使用配置SRAM單元進行編程，并用于產生列選擇(CS)和寫使能(Wen)信號，分別控制靈敏放大器和寫驅動器進行局部讀和寫操作。對于典型的BRAM大小(幾kb或更多)，這種額外寬度可配置電路的成本與傳統SRAM陣列的成本相比很小，并且不需要任何額外的布線端口。

與傳統存儲塊相比，FPGA的另一個獨特組件是它們與可編程布線結構的接口。該接口一般被設計成類似于第三章第一節中描述的邏輯塊;如果所有塊類型都以類似的方式連接，那么創建一個平衡靈活性和成本的布線架構會更容易。連接塊多路復用器，隨后是某些FPGA中的局部交叉開關，形成BRAM輸入布線端口，而其讀輸出驅動開關塊多路復用器形成輸出布線端口。這些布線接口的成本很高，尤其是對于小型BRAMs;它們分別占256Kb至8Kb的BRAM面積的5%至35%[55]。這促使盡可能減少通往BRAM的布線端口數量，同時又不影響其功能。表1總結了不同數量和類型的BRAM讀寫端口所需的布線端口數。例如，一個單端口BRAM (1r/w)需要W+log2(D)個輸入端口用于寫入數據和讀/寫地址，以及W個輸出端口用于讀取數據，其中W和D分別是最大的字寬和BRAM深度。該表顯示，與簡單的雙端口(1r+1w)BRAM相比，真雙端口(2r/w) BRAM多需要2W的端口，這顯著增加了布線接口的成本。雖然真雙端口存儲適用于寄存器文件、緩存和共享存儲開關，但FPGA上多端口RAM最常見的用途是用于FIFOs，它只需要一個讀端口和一個寫端口(1r+1w，而不是2r/w端口)。因此，FPGA BRAMs通常具有真雙端口SRAM核，但在SRAM核(W)支持的全寬度下，只有足夠的布線接口用于簡單雙端口模式，并將真正雙端口模式的寬度限制為最大寬度的一半(W/2)。

表1:不同數量和類型的BRAM讀/寫端口所需的布線端口數(W:數據寬度，D:BRAM深度)

另一種降低額外BRAM成本的方法是多泵(multi-pump)存儲塊(即以設計邏輯其余部分所用頻率的倍數運行BRAM)。通過這樣做，物理上的單端口SRAM陣列可以實現邏輯上的多端口BRAM，而不需要增加額外的端口，正如在Tabula的時空架構中那樣[56]。通過在軟結構中建立時分多路復用邏輯，多泵也可以與傳統的FPGA BRAM一起使用;然而，這導致了對時分多路復用邏輯的激進的時序約束，這可能使時序更加困難并增加編譯時間。Altera在2000年代早期在其Mercury器件中引入了四端口BRAMs，以提高共享存儲開關(用于數據包處理)和寄存器文件的效率[57]。然而，這一特性增加了BRAM的尺寸，并沒有在后續的FPGA代中充分地用于證明它的內容。相反，設計人員使用各種技術將雙端口FPGA BRAM和軟件邏輯結合起來，在需要時制造高度移植的結構，盡管效率較低[58]，[59]。我們請感興趣的讀者參考[52]和[55]，了解BRAM核和外圍電路設計的更多細節。

除了構建存儲之外，FPGA供應商還可以添加電路，使設計人員能夠將構成邏輯結構的LUTs重新調整為額外的存儲塊。邏輯塊K-LUT中的真值表是2的k次方×1位只讀存儲器;當設計比特流被加載時，它們由配置電路寫入一次。由于LUTs已經有了讀電路(根據一個K位輸入/地址讀出一個存儲值)，只要增加設計者控制的寫電路，它們就可以用作小型分布式基于LUT的RAM(LUT-RAMs)。然而，一個主要的問題是實現寫功能所需的額外布線端口的數量，以便將LUT更改為LUT-RAM。例如，在最近的Altera/Intel架構中，ALM是一個6-LUT，它可以分為兩個5-LUTs，有8個輸入布線端口，如第三章第一節所述。這意味著它可以運行一個64×1位或32×2位的存儲器，分別有6位或5位的讀地址。這僅留下2或3個未使用的布線端口，如果我們想要在每個周期中讀寫(簡單雙端口模式)，這對于寫地址、數據和寫使能(總共8個信號)是不夠的，這是FPGA設計中最常用的RAM模式。為了克服這個問題，一個10ALM的完整邏輯塊被配置為一個LUT-RAM，以緩沖控制電路和10ALM的地址位。寫地址和寫使能是通過從每個ALM中一個未使用的布線端口帶來一個信號，并將結果地址和使能廣播給所有ALM來組裝的[60]。因此，一個邏輯塊可以實現64×10位或32×20位的簡單雙端口RAM，但有一個限制，即單個邏輯塊不能混合邏輯和LUT-RAM。Xilinx Ultrascale類似地將整個邏輯塊轉換為LUT-RAM，但是邏輯塊中八個LUTs中的一個的所有布線端口都被重新用于驅動(廣播)寫地址和使能信號。因此，Xilinx邏輯塊可以實現64×7位或32×14位簡單雙端口RAM，或稍寬的單端口存儲(64×8位或32 ×16位)。避免額外的布線端口可以降低LUT-RAM的成本，但仍會增加一些面積。由于將50%以上的邏輯結構轉換為LUT-RAM的設計非常罕見，Altera/Intel和Xilinx都選擇在其最新的架構中僅使用一半的邏輯塊LUT-RAM，從而進一步降低了面積成本。

在一個典型的設計中，設計者需要許多不同的RAM，所有這些都必須由芯片上的固定BRAM和LUT-RAM資源來實現。迫使設計人員為他們需要的每種存儲配置確定組合BRAM和LUT-RAM的最佳方式，并編寫verilog來實現它們將是非常困難的，而且還會將設計與特定的FPGA架構聯系起來。相反，供應商的CAD工具包括一個RAM映射階段，該階段使用物理BRAM和芯片上的LUT-RAM在用戶的設計中實現邏輯存儲。存儲映射器選擇物理存儲實現(即存儲類型及其端口的寬度/數量/類型)，并生成組合多個BRAM或LUT-RAM以實現每個邏輯存儲所需的任何額外邏輯。圖13給出了一個將具有2個讀端口和1個寫端口的邏輯2048×32位RAM映射到具有物理1024×8位雙端口RAM的FPGA的示例。首先，四個物理存儲并行組合在一起，形成更寬的存儲，沒有額外的邏輯。然后，使用軟邏輯資源來執行兩組四個物理BRAM的深度匹配，使得寫和讀地址的最高有效位分別用作寫使能和讀輸出多路復用選擇信號。最后，在這種情況下，我們需要兩個讀端口和一個寫端口，而物理磁盤最多只能支持2個讀/寫端口。為了實現第二個讀端口，整個結構被復制(見圖13)或雙泵，如前所述。[61]，[62]描述了幾種優化RAM映射的算法。

圖13:將2048×32位2r+1w邏輯內存映射到具有1024×8位1r+1w物理內存的FPGA

在過去的25年里，FPGA的存儲結構發生了很大的變化，并且變得越來越重要，因為FPGA上存儲與邏輯的比例顯著增加。圖14顯示了從350納米Flex 10 K器件(1995年)到10納米Aeilex器件(2019年)的Altera/Intel器件中存儲位/邏輯元件(包括LUT-RAM)與邏輯元件數量的關系。隨著時間的推移，FPGA的存儲豐富程度逐漸增加，為了滿足對更多位的需求，現代BRAM比最初的存儲(2 kb)具有更大的容量(20 kb)。一些FPGA具有高度異構的RAM，以便提供一些對小型或寬邏輯RAM有效的物理RAM，以及對大型和相對窄的邏輯RAM有效的其他RAM。例如，Stratix (130 nm)有3種類型的BRAM，容量分別為512b、4kb和512kb。Stratix III中LUT-RAM (65納米)的引入減少了對小型BRAM的需求，因此轉移到了9 kb和144 kb BRAM的存儲架構。Stratix V (28納米)和更高版本的Intel器件已經轉向LUT-RAM和單個中型BRAM(20kb)的組合，以簡化FPGA版圖以及RAM映射和放置。Tatsumura等人[52] 也呈現了Xilinx器件的片上存儲器密度的類似趨勢。與Intel相似，Xilinx的存儲架構結合了LUT-RAM和一個中等大小的18 kbRAM，但也包括一個將兩個BRAM結合到一個36kb塊中的硬件電路。然而，Xilinx的最新器件還包括一個大的288 kb BRAM (UltraRAM)，以更有效地處理非常大的緩沖區，這表明在最佳BRAM架構上仍然有廣泛的共識。

圖14:從350納米Flex 10k(1995年)到10納米Agilex(2019年)架構，Altera/Intel FPGAs每LE內存位的趨勢。這些標簽顯示了每種架構中BRAM的大小

為了深入了解不同RAM塊的相對面積和效率，表2顯示了2048×72位邏輯RAM的資源使用、硅面積和頻率，當它由Quartus(Altera/Intel FPGA的CAD流程)以多種方式在Stratix IV器件上實現時。硅面積的計算使用了已公布的Stratix III塊面積[63]，并將其從65納米縮小至40納米，因為Stratix III和IV具有相同的架構，但使用不同的工藝節點。由于這種邏輯RAM在Stratix IV上非常適合144kb的BRAM存儲，所以當映射到一個144kb的BRAM時，它可以獲得最佳的面積。有趣的是，映射到18個9 kb的BRAMs在硅面積上只有1.9 倍大(注意，輸出寬度限制導致18個BRAMs，而不是可能預期的16個)。9 kb的BRAM實現實際上比144 kb的BRAM實現更快，因為較小的BRAM具有更高的最大工作頻率。將如此大的邏輯存儲映射到LUT-RAM是低效的，需要12.7倍更多的面積，并以40%的頻率工作。最后，只映射到邏輯和布線源顯示了片上存儲的重要性:面積比144kb的BRAM大300倍多。雖然144 kb的BRAM對于這個單一的測試用例來說是最有效的，但是真正的設計有不同的邏輯RAM，對于小的或淺的存儲來說，9 kb和LUT-RAM的選項將優于144 kb的BRAM，這激發了片上RAM資源的多樣性。為了選擇BRAM大小和最大字寬的最佳組合，需要一個RAM映射工具和工具來估計每個BRAM的面積、速度和功率[55]。已發表的對FPGA BRAM架構權衡的研究包括[30]，[55]，[64]。

表2:Stratix IV上使用BRAMs、LUT-RAMs和寄存器的2048×72位1r+1w RAM的實現結果

到目前為止，所有的商用FPGA在它們的BRAM中只使用基于SRAM的存儲單元。由于工藝的變化，對更高密度的BRAM的需求使得存儲更豐富的FPGA和SRAM的縮小變得越來越困難。一些學術研究(例如如[52]，[65])已經探索了使用其他新興的存儲技術，如磁隧道結(MTJs)來構建FPGA存儲塊。根據[52]，在相同的管芯尺寸下，基于MTJ的BRAMs可以將FPGA存儲容量提高高達2.95倍;然而，它們會增加工藝復雜度。

3.5 數字信號處理器模塊

最初，商用FPGA架構中唯一的專用算法電路是進位鏈，以實現高效的加法器，如第三章第一節所述。因此，乘法器必須使用LUTs和進位鏈在軟邏輯中實現，這導致了很大的面積和延遲損失。由于高乘法器密度的信號處理和通信應用構成了一個主要的FPGA市場，設計人員提出了新的實現方法來減輕軟邏輯中乘法器實現的低效率。例如，無乘法器的分布式算術技術被用來在基于LUT的FPGAs上實現高效的有限脈沖響應濾波器(FIR)結構[66]，[67]。

隨著乘法器在關鍵應用領域的FPGA設計中的流行，以及它們在軟邏輯中實現時較低的面積/延遲/功率效率，它們很快成為FPGA架構中專用電路硬化的候選對象。一個N位乘法器陣列由N平方個邏輯元件組成，只有2 N個輸入和輸出。因此，硬化乘法器邏輯的增益和可編程接口到FPGA布線結構的成本導致了凈效率增益，并強烈主張在后續的FPGA架構中采用硬乘法器。如圖15左上角所示，Xilinx推出了其Virtex-II架構，該架構采用了業界首款18×18位硬乘法器塊[68]。為了簡化與完全定制的FPGA結構的版圖集成，這些乘法器在BRAM列旁邊被排成列。為了進一步降低互連成本，乘法器塊及其相鄰的BRAM共享一些互連資源，限制了BRAM塊的最大可用數據寬度。使用軟邏輯資源，可以將多個硬18位乘法器組合成更大的乘法器或FIR濾波器。

圖15:Altera/Intel和Xilinx FPGAs中的DSP塊演進。增量添加的特征以紅色突出顯示

2002年，Altera采用了一種不同的方法，在其Stratix架構中引入了針對通信和信號處理領域的全功能DSP模塊[42](參見圖15中的第二個模塊)。該DSP模塊的主要設計理念是通過硬化DSP模塊內部的更多功能，并增強其靈活性以允許更多應用使用它，從而最大限度地減少用于實現常見DSP算法的軟邏輯資源的數量。與Virtex-II架構中的固定功能硬18位乘法器不同，Stratix DSP模塊可高度配置，支持不同的操作模式和乘法精度。每個Stratix可變精度DSP模塊跨越8行，可以實現8個9×9位乘法器、4個18×18位乘法器或1個36×36乘法器。

Altera選擇的這些操作模式突出了設計FPGA硬模塊的一個重要主題:通過添加低成本電路來增加這些模塊的可配置性和實用性。例如，一個18×18乘法數組可以分解成兩個9×9數組，它們一起使用相同數量的輸入和輸出(以及布線端口)。類似地，四個18×18乘法器可以使用廉價邏輯組合成一個36×36數組。圖16顯示了如何將一個18×18乘法器陣列分割成多個9×9陣列。通過將輸入和輸出引腳的數量增加一倍，它可以分成四個9×9陣列。然而，為了避免增加這些昂貴的布線接口，18×18陣列被分成兩個9×9陣列(圖中16的藍色)。這是通過在由紅色虛線指示的位置拆分部分積壓縮器樹，并將轉換功能添加到右上角數組的邊界單元格中來實現的，在圖16中用十字標記。使用Baugh-Wooley算法[69]實現二進制有符號乘法(左下角的數組已經具有18×18數組的轉換能力)。

圖16:將一個18×18乘法器陣列分成兩個具有相同數量輸入/輸出端口的9×9陣列

除了可分割的乘法器陣列之外，Stratix DSP還集成了一個加法器/輸出塊來執行求和和累加操作，以及可以配置為移位寄存器的硬化輸入寄存器，移位寄存器之間具有專用的級聯互連，以實現高效的FIR濾波器結構[70]。晶格最新的28納米架構也有一個可變精度的DSP模塊，可以實現相同的精度范圍，此外，還分別為濾波器結構和視頻處理應用提供特殊的一維和二維對稱模式。Xilinx還采用了一種全功能的DSP塊方法，在Virtex-4架構中引入了DSP48芯片[71]。每個DSP都有兩個固定精度的18×18位乘法器，其功能與StratixDSP模塊相似(例如輸入級聯、加法器/減法器/累加器)。Virtex-4還引入了級聯加法器/累加器的能力，使用專用互連來實現具有硬化簡化鏈的高速系統FIR濾波器。 N抽頭FIR濾波器在信號樣本X = {x0，x1，…，xT}和某些系數C = {c0，c1，…，c(n-1)}之間執行離散的一維卷積，這些系數表示所需濾波器的脈沖響應，如等式1所示。

實踐中使用的許多FIR濾波器都是對稱的，ci =c(n-i) ,i = 0至N/2。由于這種對稱性，濾波器的計算可以重構為等式2所示。

圖17顯示脈動對稱FIR濾波器電路的結構，這是無線基站中FPGAs的一個關鍵用例。Stratix和Virtex-4DSP模塊都可以實現虛線框突出顯示的部分，與在FPGA的軟邏輯中實現它們相比，這導致了顯著的效率增益。有趣的是，雖然FPGA CAD工具會自動在DSP塊中實現乘法(*)運算，但它們通常不會利用任何高級DSP塊功能(例如累加，用于FIR濾波器的脈動寄存器)，除非設計者以適當的模式手動實例化DSP塊。因此，使用更強大的DSP模塊功能使設計更加輕便。

圖17:脈動對稱FIR濾波電路

Stratix IIIDSP模塊類似于Stratix IIDSP模塊，但如果將結果相加以限制輸出布線接口的數量，則每半個DSP模塊(而不是兩個)可以實現四個18×18乘法器[72]。表3列出了對稱和不對稱的51抽頭FIR濾波器的實現結果，在Stratix器件上使用和不使用硬件DSP模塊。當不使用DSP塊時，我們用兩種不同的情況進行實驗:固定的濾波器系數和運行時可以改變的濾波器系數。如果濾波器系數是固定的，則在軟邏輯中實現的乘法器陣列通過綜合部分積生成邏輯中對應于系數值中的零比特的部分而被優化。因此，與運行時可能改變的輸入系數相比，它的資源利用率較低。對于對稱濾波器，即使使用DSP模塊，我們仍然需要使用一些軟邏輯資源來實現輸入級聯鏈和預加法器，如圖17所示。使用硬DSP模塊在系數固定的情況下導致比使用軟結構的面積效率多3倍。對于運行時可變的過濾器系數，這一差距增長到6.2倍。對于不對稱濾波器，完整的FIR濾波器結構可以在DSP模塊中實現，無需任何軟邏輯資源。因此，對于固定系數和輸入系數，面積效率差距分別增加到3.9倍和8.5倍。這些收益很大，但仍低于學術界通常引用的FPGA和ASIC[11]之間的35倍差距。這種差異部分是由于大多數應用電路中保留了一些軟邏輯，但即使在FIR濾波器完全適合沒有軟邏輯的DSP塊的情況下，面積減少也達到最大值8.5倍。低于[11]的35倍增益的主要原因是可編程布線的接口以及必須在DSP模塊中實現的通用模塊間可編程布線和多路復用器。在所有情況下，如表3所示，使用硬DSP模塊導致大約2倍頻率改善。

表3:Stratix IV上51抽頭對稱FIR濾波器的實現結果，使用和不使用硬化的DSP塊

Altera和Xilinx的后續代FPGA架構僅見證了DSP塊架構的微小變化。兩家供應商的主要關注點是在不增加昂貴的可編程布線接口的情況下，微調關鍵應用領域的DSP模塊功能。在Stratix V中，DSP塊被極大地簡化為支持兩個18×18位乘法(無線基站信號處理中使用的關鍵精度)或一個27×27乘法(適用于單精度浮點尾數)。因此，更簡單的Stratix V DSP塊跨越了一個單一的行，這對于Altera的行冗余方案更友好。此外，添加了輸入預加法器以及存儲只讀濾波器權重的嵌入式系數庫[73]，這允許實現圖17中所示的整個對稱濾波器結構，不需要任何軟邏輯資源。另一方面，Xilinx在其Virtex-5 DSP48E芯片[74]中從18×18乘法器切換到25×18乘法器，之后他們合并了輸入預加法器，并增強了加法器/累加單元，以支持Virtex-6DSP48E1芯片[75]中的位邏輯運算。然后，他們將乘法寬度再次增加到27×18位，并在Ultrascale系列DSP48E2芯片中的算術邏輯單元中增加了第四個輸入[76]。

如圖15所示，直到2009年，DSP模塊架構的發展主要是由通信應用的要求驅動的，尤其是在無線基站中，很少有學術研究探索[77]，[78]。最近，FPGAs被廣泛應用于數據中心，以加速各種類型的工作負載，如搜索引擎和網絡數據包處理[9]。此外，DL已經成為數據中心和邊緣工作負載中許多應用的關鍵組件，而MAC是其核心算術運算。在這些新趨勢的推動下，DSP模塊架構朝著兩個不同的方向發展。第一個方向針對高性能計算(HPC)領域，增加了對單精度浮點(fp32)乘法的本機支持。在此之前，FPGA供應商將為設計者提供IP核，這些核可以從定點DSP和大量軟邏輯資源中實現浮點算法。這為FPGAs在高性能計算領域與CPU和GPU(有專用浮點單元)競爭創造了巨大的障礙。Intel的Arria10架構首次引入了本機浮點功能，其主要設計目標是避免DSP塊面積的大幅增加[79]。通過將相同的接口重新用于可編程布線，不支持不常見的功能，如次法距、標志和多舍入方案，并最大限度地重用現有的定點硬件，塊面積的增加僅限于10%(即總芯片面積增加0.5%)。下一代Xilinx通用架構的DSP58芯片也將支持浮點功能[80]。

第二個方向旨在增加低精度整數乘法的密度，特別是針對DL的推斷工作負載。先前的工作已經證明了使用低精度定點算法(8位及以下)代替fp32，精度下降可以忽略不計或沒有，但大大降低了硬件成本[81]–[83]。然而，所需的精度取決于模型，甚至可以在同一模型的不同層之間變化。因此，FPGA已經成為一種有吸引力的DL推斷解決方案，因為它們能夠實現定制精細的數據路徑，與GPU相比具有更高的能效，與定制ASIC相比具有更低的開發成本。這導致學術研究人員和FPGA供應商研究向DSP模塊添加對低精度乘法的本地支持。[84]的作者增強了類似Intel的DSP塊的可分割性，以支持更多的int9和int4乘法和MAC操作，同時保持相同的DSP塊布線接口并確保其向后兼容性。所提出的DSP塊可以實現4個int9和8個int4乘法/MAC運算以及類似Arria-10的DSP塊功能，代價是DSP塊面積增加12%，這相當于總芯片面積僅增加0.6%。與不支持這些操作模式的帶DSP的FPGA相比，該DSP塊將8位和4位DL加速器的性能分別提高了1.3倍和1.6倍，同時將已利用的FPGA資源分別減少了15%和30%。另一項學術工作[85]通過在DSP48E2塊中包含一個可分割的乘法器陣列來代替固定精度的乘法器，以支持int9、int4和int2精度，從而增強了類似Xilinx的DSP塊。它還添加了FIFO寄存器文件和DSP模塊之間的特殊專用互連，以實現更有效的標準、逐點和深度卷積層。此后不久，Intel宣布，下一代Agilex DSP塊將與半精度浮點(fp16)和浮點(bfloat16)精度一起添加相同的int9操作模式[86]。此外，下一代Xilinx Versal架構將在其DSP58芯片中支持int8乘法[80]。

多年來，DSP塊架構已經發展到最適合FPGAs關鍵應用領域的要求，并提供更高的靈活性，以便許多不同的應用可以從其功能中受益。在這一演變的所有步驟中，共同的焦點是盡可能重用乘法器陣列和布線端口，以最好地利用這兩種昂貴的資源。然而，隨著高性能計算中的高精度浮點、通信中的中精度定點和DL中的低精度定點之間的關鍵FPGA應用領域的DSP塊要求的最新進展，這變得更加困難。因此，Intel最近宣布了一種人工智能優化的FPGA，StATrix 10 NX，它用人工智能張量塊代替了傳統的DSP塊[87]。新的張量塊放棄了對傳統DSP模式和精度的支持，這些模式和精度針對通信領域，并采用了專門針對DL領域的新模式。在幾乎相同的芯片尺寸下，這種張量塊顯著地將每個塊的int8和int4 MACs的數量分別增加到30和60[88]。向所有乘法器提供輸入而不增加更多布線端口是一個關鍵問題。因此，NX張量塊引入了一個雙緩沖數據重用寄存器網絡，可以從較少數量的布線端口順序加載，同時允許通用的DL計算模式來充分利用所有可用的乘法器[89]。Achronix的下一代Speedster7t FPGA還將包括一個機器學習處理(MLP)模塊[90]。除了fp24、fp16和bfloat16浮點格式之外，它還支持從int16到int3的各種精度。Speedster7t中的MLP模塊還將具有一個緊密耦合的BRAM和循環寄存器文件，允許重用輸入值和輸出結果。這些緊密集成的組中的每一個都有一個72位的外部輸入，但可以配置為具有高達144位的輸出，饋送到MLP乘法器陣列，從而將所需的布線端口數量減少2倍。

3.6 系統級互連:片上網絡

FPGA的外部IO接口(如DDR、PCIe和以太網)的容量和帶寬不斷增加。在這些高速接口和越來越大的光纖之間分配數據流量是一項挑戰。這種系統級互連傳統上是通過配置部分FPGA邏輯和布線來實現軟總線，從而實現相關端點之間的多路復用、仲裁、流水線和布線。這些外部接口的工作頻率高于FPGA結構所能實現的頻率，因此匹配其帶寬的唯一方法是使用更寬的(軟)總線。例如，一個單通道高帶寬存儲器(HBM)有一個128位雙數據速率接口，工作在1 GHz，因此在250 MHz工作的帶寬匹配軟總線必須是1024位寬。最近的FPGA集成了多達8個HBM通道[91]以及許多PCIe、以太網和其他接口，系統級互連可以快速使用FPGA邏輯和布線源的主要部分。此外，系統級互連往往會跨越很長的距離。非常寬的總線和物理上很長的總線的結合使得時序收斂具有挑戰性，并且通常需要軟總線的深度流水線操作，進一步增加了它的資源使用。隨著FPGA外部接口的數量和速度的增加，以及金屬線寄生效應(以及互連延遲)的不良擴展，先進工藝節點中的系統級互連挑戰變得更加困難[92]。

Abdelfattah和Betz[93]–[95]提出在FPGA結構中嵌入一個硬的分組交換片上網絡(NoC)，以實現更高效、更易于使用的系統級互連。雖然全功能數據包交換的NoC可以使用FPGA的軟邏輯和布線來實現，但與軟NoC相比，具有硬化的處理器和鏈路的NoC的面積效率高23倍，速度快6倍，功耗低11倍。為FPGA設計一個硬的NoC是一個挑戰，因為FPGA架構師必須為芯片做出許多選擇(例如布線器數量、鏈路寬度、NoC拓撲結構)，但仍然保持了FPGA的靈活性，可以使用許多不同的外部接口和通信端點來實現各種各樣的應用。[95]中的工作提倡布線器數量適中的網狀拓撲(例如16)和相當寬(128位)的鏈路;這些選擇使面積成本不到總面積的2%，同時確保NoC更容易布局，一條NoC鏈路可以承載整個數據通道的帶寬。硬NoC控制器還必須能夠靈活地連接到在FPGA結構中實現的用戶邏輯;Abdelfattahet等人[96]通過執行寬度適配、跨時鐘域和電壓轉換，引入了將硬NoC布線器連接到FPGA可編程結構的結構端口。這將NoC從NoC結構中分離出來，這樣NoC就可以以固定(高)頻率工作，并且仍然可以與不同速度和帶寬要求的FPGA邏輯和IO接口連接，只需很少的粘合邏輯。硬NoC似乎也非常適合數據中心的FPGA。數據中心FPGA通常由兩部分組成:shell提供與外部接口的系統級互連，一個角色實現應用加速功能[9]。shell的資源使用可能很重要:在微軟的第一代Catapult系統中，它需要23%的器件資源[8]。Yazdanshenaset等人[97]表明，在這種shell+role FPGA用例中，硬NoC顯著提高了資源利用率、工作頻率和布線開銷。其他研究提出了特定于FPGA的優化，以提高軟NoC的面積效率和性能[98]–[100]。然而，[101]表明，即使是優化的軟NoC，在大多數方面(可用帶寬、延遲、面積和布線擁塞)仍然落后于硬NoC。

最近的Xilinx (Versal)和Achronix (Speedster7t)FPGAs集成了一個硬NoC [102]，[103]，類似于上面討論的學術建議。Versal使用硬NoC在各種端點(千兆收發器、處理器、子系統、軟結構)之間進行系統級通信，事實上，這是外部存儲器接口與器件其余部分通信的唯一方式。它使用工作在1 GHz的128位寬的鏈路，匹配DDR信道的帶寬。它的拓撲結構與網格有關，但是所有的水平鏈接都被推到器件的頂部和底部，以便更容易在FPGA布局中顯示。Versal NoC包含多行(即鏈路鏈和布線器鏈)，以及許多垂直的NoC列(類似于任何其他硬模塊列，如DSP)，具體取決于圖18(a)中所示的器件大小。NoC具有可編程布線表，這些布線表在引導時配置，并提供標準AXI接口[104]作為其結構端口。Speedster7tNoC拓撲針對外部接口到幀傳輸進行了優化。它由圍繞結構的外圍環組成，在FPGA結構上有規則間隔的NoC控制器行和列，如圖18(b)所示。外環NoC可以獨立工作，而無需配置FPGA結構來布線不同外部接口之間的流量。NoC的行和列之間沒有直接的聯系;來自連接到一個NoC行的主塊的數據包將通過外圍環到達連接到一個NoC列的從塊。

圖18:下一代(a) Xilinx Versal和(b) Achronix Speedster7t架構中的片上網絡系統級互連

3.7 內插器

FPGA是允許多個硅器件密集互連的內插器技術的早期采用者。如圖19(a)所示，無源內插器是一種硅器件(通常采用拖尾工藝技術以降低成本)，其表面具有形成布線軌跡和數千個微凸點的傳統金屬層，這些金屬層連接到在其頂部翻轉的兩個或多個管芯?；趦炔迤鞯腇PGAs的一個動機是以合理的成本實現高邏輯容量。制造前驗證ASIC設計的高端系統和仿真平臺都需要具有高邏輯容量的FPGAs。然而，大型單片(即單硅芯片)器件的成品率很低，尤其是在工藝技術的早期階段(正好是FPGA最先進的時候)。將多個較小的芯片組合在一個硅互連上是一種具有更高集成度的替代方法。2.5維系統的第二個動機是將不同的專用小芯片(可能使用不同的處理技術)集成到一個系統中。這種方法對FPGAs也很有吸引力，因為結構的可編程性可以橋接不同的小芯片功能和接口協議。

Xilinx最大的Virtex-7 (28納米)和Virtex Ultrascale(20納米)FPGAs使用無源硅內插器將四個FPGA芯片集成在一起，每個芯片構成FPGA的一部分行。最大的基于內插器的器件在同一個工藝節點上提供了兩倍于最大單芯片FPGAs的邏輯元件。FPGA可編程布線需要大量的互連，這就提出了一個問題，即互連微凸點(比傳統的布線軌跡大得多，也慢得多)是否會限制系統的布線能力。例如，在Virtex-7基于內插器的FPGAs中，只有23%的垂直布線軌跡通過內插器在管芯之間交叉[105]，估計附加延遲約為1 ns [106]。[105]中的研究表明，將FPGA邏輯設置為最小化內插器邊界交叉的CAD工具，結合增加插入器交叉軌跡開關靈活性的結構變化，可以大大減輕這種減少信號數量的影響。下一代Xilinx通用架構(在第三章第六節中討論)中的NoC控制器的整個垂直和寬度在片之間交叉，有助于提供更多的互連帶寬。嵌入式NoC很好地利用了可以穿過中介層的有限數量的導線，因為它以高頻率運行其鏈路，并且當它們被分組交換時，它們可以被不同的通信流共享。

取而代之的是，Intel FPGA使用更小的內插器，稱為嵌入式多芯片互連橋(EMIB)，嵌入在封裝襯底上，如圖19(b)所示。IntelStratix 10器件使用EMIB將大型FPGA結構芯片與較小的IO收發器或HBM小芯片集成在同一個封裝中，將FPGA的這兩個關鍵元件的設計和工藝技術選擇去耦。最近的一些研究[107]–[109]使用EMIB技術將FPGA結構與用于DL應用的專用ASIC加速芯片緊密耦合。這種方法卸載了計算的特定內核(例如matrixmatrixor矩陣向量乘法)到更高效的專用小芯片，同時利用FPGA結構與外部世界接口，并實現快速變化的DL模型組件。

3.8 其他FPGA組件

現代FPGA架構包含其他重要組件，我們不會詳細討論。其中一個組件是配置電路，它將比特流加載到數百萬個SRAM單元中，這些單元控制LUTs、布線開關和硬模塊中的配置位。上電時，配置控制器從諸如板上FLASH或硬化PCIe接口的源串行加載該比特流。當一組足夠的配置位被緩沖時，它們被并行寫入一組配置SRAM單元，類似于將一個(非常寬的)字寫入SRAM陣列。這種配置電路也可以由FPGA軟邏輯訪問，允許器件的一部分進行部分重新配置，而另一部分繼續處理。一個完整的FPGA應用是非常有價值的知識產權，如果沒有安全措施，只需復制編程比特流就可以克隆它。為了避免這種情況，FPGA CAD工具可以選擇性地加密比特流，并且FPGA器件可以具有由制造商編程的私有解密密鑰，使得比特流只能由購買具有適當密鑰的FPGA的單個客戶使用。

由于FPGA應用通常以不同的速度與許多不同的器件通信，它們通常包括幾十個時鐘。這些時鐘大多由片內可編程鎖相環(PLLs)、延遲鎖定環(DLL)和時鐘數據恢復(CDR)電路產生。對于不同的應用，以不同的方式分配許多高頻時鐘是具有挑戰性的，并且導致了用于時鐘的特殊互連網絡。這些時鐘網絡在原理上類似于第三章第二節的可編程互連，但使用了允許構建低偏斜網絡(如H樹)的布線和開關拓撲，并使用更寬的金屬和屏蔽導體來減少串擾和抖動。

04結論和未來方向

FPGAs已經從簡單的可編程邏輯塊陣列和通過可編程加速互連的IOs發展成為更復雜的多芯片系統，具有許多不同的嵌入式組件，如BRAM、DSP、高速外部接口和系統級NoC控制器。最近在高性能計算和數據中心領域采用FPGA，以及深度學習等新的高需求應用的出現，正在引領FPGA架構設計的新階段。這些新應用和數據中心的多用戶模式為架構創新創造了機會。與此同時，過程技術擴展正在發生根本性的變化。線路延遲的伸縮性很差，這促使人們重新思考可編程的布線架構。內插和3D集成支持全新類型的異構系統?？刂乒氖且粋€壓倒一切的問題，并可能導致更多的電源門控和更多異構硬件塊的FPGA。我們并不聲稱預測未來的FPGA架構，除了它將是有趣的和不同于今天!

審核編輯：湯梓紅