目前的信號處理系統(tǒng)一般需要混合信號器件，例如模數(shù)轉換器（ADC）、數(shù)模轉換器（DAC）和快速數(shù)字信號處理器（DSP）。由于需要處理寬動態(tài)范圍的模擬信號，因此擁有高性能ADC和DAC顯得更加重要。在惡劣的數(shù)字環(huán)境內，能否保持寬動態(tài)范圍和低噪聲與采用良好的高速電路設計技術密切相關，包括適當?shù)男盘柭酚伞⑷ヱ詈徒拥亍?/p>

過去，一般認為“高精度、低速”電路與所謂的“高速”電路有所不同。對于ADC和DAC，采樣（或更新）頻率一般用作區(qū)分速度標準。不過，以下兩個示例顯示，實際操作中，目前大多數(shù)信號處理IC真正實現(xiàn)了“高速”，因此必須作為此類器件來對待，才能保持高性能。DSP、ADC和DAC均是如此。

所有適合信號處理應用的采樣ADC（內置采樣保持電路的ADC）均采用具有快速上升和下降時間（一般為數(shù)納秒）的高速時鐘工作，即使吞吐量看似較低也必須視為高速器件。例如，中速12位逐次逼近型（SAR） ADC可采用10 MHz內部時鐘工作，而采樣速率僅為500 kSPS。

Σ-Δ型ADC具有高過采樣比，因此還需要高速時鐘。即使是高分辨率、所謂的“低頻”Σ-Δ工業(yè)測量ADC（吞吐速率10 Hz至7.5 kHz）也采用5 MHz或更高時鐘工作，并且提供高達24位的分辨率（例如ADI公司的AD77xx系列）。

更復雜的是，混合信號IC具有模擬和數(shù)字兩種端口，因此如何使用適當?shù)慕拥丶夹g就更加茫然。此外，某些混合信號IC具有相對較低的數(shù)字電流，而另一些具有高數(shù)字電流。許多情況下，兩種類型必須區(qū)分對待，才能實現(xiàn)最佳接地。

數(shù)字和模擬設計工程師傾向于從不同角度考察混合信號器件，本教程旨在確立適用于大多數(shù)混合信號器件的一般接地原則，而不必了解內部電路的具體細節(jié)。

接地層和電源層

保持低阻抗大面積接地層對目前所有的模擬和數(shù)字電路都很重要。接地層不僅用作去耦高頻電流（源于快速數(shù)字邏輯）的低阻抗返回路徑，還能將EMI/RFI輻射降至最低。由于接地層的屏蔽作用，電路受外部EMI/RFI的影響也會降低。

接地層還允許使用傳輸線路技術（微帶線或帶狀線）傳輸高速數(shù)字或模擬信號，此類技術需要可控阻抗。

由于“母線（buss wire）”在大多數(shù)邏輯轉換等效頻率下具有阻抗，將其用作“地”完全不能接受。例如，#22標準導線具有約20 nH/英寸的電感。由邏輯信號產生的壓擺率為10 mA/ns的瞬態(tài)電流，在此頻率下流經1英寸該導線將形成200 mV的無用壓降：

對于具有2 V峰峰值范圍的信號，此壓降會轉化為約10%的誤差（大約3.5位精度）。即使在全數(shù)字電路中，該誤差也會大幅降低邏輯噪聲裕量。

圖1為數(shù)字返回電流調制模擬返回電流的典型情況（頂圖）。接地返回導線電感和電阻由模擬和數(shù)字電路共享，這會造成相互影響，最終產生誤差。一個可能的解決方案是讓數(shù)字返回電流路徑直接流向GND REF，如底圖所示。這就是“星型”或單點接地系統(tǒng)的基本概念。在包含多個高頻返回路徑的系統(tǒng)中很難實現(xiàn)真正的單點接地，因為各返回電流導線的物理長度將引入寄生電阻和電感，所以獲得低阻抗高頻接地就很困難。實際操作中，電流回路必須由大面積接地層組成，以便實現(xiàn)高頻電流下的低阻抗。如果無低阻抗接地層，則幾乎不可能避免上述共享阻抗，特別是在高頻下。

圖1：流入模擬返回路徑的數(shù)字電流產生誤差電壓

所有集成電路接地引腳應直接焊接到低阻抗接地層，從而將串聯(lián)電感和電阻降至最低。對于高速器件，不推薦使用傳統(tǒng)IC插槽。即使是“小尺寸”插槽，額外電感和電容也可能引入無用的共享路徑，從而破壞器件性能。如果插槽必須配合DIP封裝使用，例如在制作原型時，個別“引腳插槽”或“籠式插座”是可以接受的。以上引腳插槽提供封蓋和無封蓋兩種版本（AMP產品型號5-330808-3和5-330808-6）。由于使用彈簧加載金觸點，確保了IC引腳具有良好的電氣和機械連接。不過，反復插拔可能降低其性能。

低頻和高頻去耦

每個電源在進入PC板時，應通過高質量電解電容去耦至低阻抗接地層。這樣可以將電源線路上的低頻噪聲降至最低。在每個獨立的模擬級，各IC封裝電源引腳需要更局部、僅針對高頻的濾波。

圖2顯示了此技術，圖示左側為正確實施方案，右側為錯誤實施方案。左側示例中，典型的0.1 μF芯片陶瓷電容借助過孔直接連接到PCB背面的接地層，并通過第二個過孔連接到IC的GND引腳上。相比之下，右側的設置不太理想，給去耦電容的接地路徑增加了額外的PCB走線電感，使有效性降低。

圖2：局部高頻電源濾波器通過較短的低電感路徑（接地層）提供最佳濾波和去耦所有高頻（即≥10 MHz）IC應使用類似于圖2的旁路方案實現(xiàn)最佳性能。鐵氧體磁珠并非100%必要，但會增強高頻噪聲隔離和去耦，通常較為有利。這里可能需要驗證磁珠永遠不會在IC處理高電流時飽和。

請注意，對于一些鐵氧體，即使在完全飽和前，部分磁珠也可能變成非線性，所以如果需要功率級在低失真輸出下工作，應檢查這一點。

雙面和多層印刷電路板

系統(tǒng)內的每個PCB至少應有完整的一層專用于接地層。理想情況下，雙面電路板的一面應完全用于接地層，另一面用于互連。但在實際操作中，這不可能，因為必須去除部分接地層，用于配置信號和電源跨越、過孔和通孔。盡管如此，還是應盡可能節(jié)約面積，至少保留75%。完成初始布局后，請仔細檢查接地層，確保沒有隔離的接地“孤島”，因為位于接地“孤島”內的IC接地引腳沒有通向接地層的電流返回路徑。另外應檢查接地層的相鄰大面積間有無薄弱連接，否則可能大幅降低接地層有效性。毫無疑問，自動路由電路板布局技術一般不適合混合信號電路板上的布局，因此強烈建議手動干預。

用表面貼裝IC高密度集成的系統(tǒng)有大量互連，必須使用多層電路板。這樣，至少一整層可專用于接地。簡單的4層電路板有內部接地和電源層，外面兩層用于表面貼裝元件的互連。電源層和接地層彼此相鄰可以提供額外的層間電容，有助于電源的高頻去耦。大多數(shù)系統(tǒng)中，4層也嫌不足，還需要其他層用于信號和電源的路由。

多卡混合信號系統(tǒng)

在多卡系統(tǒng)中，降低接地阻抗的最佳方式是使用“母板”PCB作為卡間互連背板，從而為背板提供連續(xù)接地層。PCB連接器的引腳應至少有30至40%專用于接地，這些引腳應連接到背板母板上的接地層。最后，實現(xiàn)整體系統(tǒng)接地方案有兩種可能途徑：

1. 背板接地層可通過多個點連接到機殼接地，從而擴散各種接地電流返回路徑。該方法通常稱為“多點”接地系統(tǒng)，如圖3所示。2. 接地層可連接到單個系統(tǒng)“星型接地”點（一般位于電源）。

前一個方法最常用于全數(shù)字系統(tǒng)，不過，只要數(shù)字電路引起的接地電流足夠低且擴散到大面積上，也可用于混合信號系統(tǒng)。PC板、背板直到機殼都一直保持低接地阻抗。不過，接地與金屬板殼連接的部位必須具有良好的電氣接觸。這需要自攻金屬板螺絲或“咬合”墊圈。機殼材料使用陽極氧化鋁時必須特別小心，此時機殼表面用作絕緣體。

圖3：多點接地概念

第二種方法（“星型接地”）通常用于模擬和數(shù)字接地系統(tǒng)相互分離的高速混合信號系統(tǒng)，需進一步討論。

分離模擬和數(shù)字接地層

在使用大量數(shù)字電路的混合信號系統(tǒng)中，最好在物理上分離敏感的模擬元件與多噪聲的數(shù)字元件。另外針對模擬和數(shù)字電路使用分離的接地層也很有利。避免重疊可以將兩者間的容性耦合降至最低。分離的模擬和數(shù)字接地層通過母板接地層或“接地網”（由連接器接地引腳間的一連串有線互連構成），在背板上繼續(xù)延伸。如圖4所示，兩層一直保持分離，直至回到共同的系統(tǒng)“星型”接地，一般位于電源。接地層、電源和“星型”接地間的連接應由多個總線條或寬銅織帶構成，以便獲得最小的電阻和電感。每個PCB上插入背對背肖特基二極管，以防止插拔卡時兩個接地系統(tǒng)間產生意外直流電壓。此電壓應小于300 mV，以免損壞同時與模擬和數(shù)字接地層相連的IC。推薦使用肖特基二極管，它具有低電容和低正向壓降。低電容可防止模擬與數(shù)字接地層間發(fā)生交流耦合。肖特基二極管在約300 mV時開始導電，如果預期有高電流，可能需要數(shù)個并聯(lián)的二極管。某些情況下，鐵氧體磁珠可替代肖特基二極管，但會引入直流接地環(huán)路，在高精度系統(tǒng)中會很麻煩。

圖4：分離模擬和數(shù)字接地層

接地層阻抗必須盡可能低，直至回到系統(tǒng)星型接地。兩個接地層間高于300 mV的直流或交流電壓不僅會損壞IC，還會導致邏輯門的誤觸發(fā)以及可能的閉鎖。

具有低數(shù)字電流的接地和去耦混合信號IC

敏感的模擬元件，例如放大器和基準電壓源，必須參考和去耦至模擬接地層。具有低數(shù)字電流的ADC和DAC（和其他混合信號IC）一般應視為模擬元件，同樣接地并去耦至模擬接地層。乍看之下，這一要求似乎有些矛盾，因為轉換器具有模擬和數(shù)字接口，且通常有指定為模擬接地（AGND）和數(shù)字接地（DGND）的引腳。圖5中的圖示有助于解釋這一表面困境。

圖5：具有低內部數(shù)字電流的混合信號IC的正確接地

同時具有模擬和數(shù)字電路的IC（例如ADC或DAC）內部，接地通常保持獨立，以免將數(shù)字信號耦合至模擬電路內。圖5顯示了一個簡單的轉換器模型。將芯片焊盤連接到封裝引腳難免產生線焊電感和電阻，IC設計人員對此是無能為力的，心中清楚即可。快速變化的數(shù)字電流在B點產生電壓，且必然會通過雜散電容CSTRAY耦合至模擬電路的A點。此外，IC封裝每個引腳間約有0.2 pF的雜散電容，同樣無法避免！IC設計人員的任務是排除此影響讓芯片正常工作。不過，為了防止進一步耦合，AGND和DGND應通過最短的引線在外部連在一起，并接到模擬接地層。DGND連接內的任何額外阻抗將在B點產生更多數(shù)字噪聲；繼而使更多數(shù)字噪聲通過雜散電容耦合至模擬電路。請注意，將DGND連接到數(shù)字接地層會在AGND和DGND引腳兩端施加VNOISE，帶來嚴重問題！

IC上的“DGND”名稱表示此引腳連接到IC的數(shù)字地，但并不意味著此引腳必須連接到系統(tǒng)的數(shù)字地。

這種安排確實可能給模擬接地層注入少量數(shù)字噪聲。但這些電流非常小，只要確保轉換器輸出不會驅動較大扇出（通常不會如此設計）就能降至最低。將轉換器數(shù)字端口上的扇出降至最低，還能讓轉換器邏輯轉換少受振鈴影響，盡可能減少數(shù)字開關電流，從而降低耦合至轉換器模擬端口的可能。通過插入小型有損鐵氧體磁珠，如圖5所示，邏輯電源引腳（VD）可進一步與模擬電源隔離。轉換器的內部瞬態(tài)數(shù)字電流將在小環(huán)路內流動，從VD經去耦電容到達DGND（此路徑用圖中粗實線表示）。因此瞬態(tài)數(shù)字電流不會出現(xiàn)在外部模擬接地層上，而是局限于環(huán)路內。VD引腳去耦電容應盡可能靠近轉換器安裝，以便將寄生電感降至最低。這些去耦電容應為低電感陶瓷型，通常介于0.01 μF和0.1 μF之間。

小心對待ADC數(shù)字輸出

將緩沖寄存器放置在轉換器旁（如圖5所示）不失為好辦法，可將轉換器數(shù)字線路與數(shù)據(jù)總線上的噪聲隔離開。寄存器也有助于將轉換器數(shù)字輸出上的負載降至最低，同時提供數(shù)字輸出與數(shù)據(jù)總線間的法拉第屏蔽。盡管許多轉換器具有三態(tài)輸出/輸入，但此隔離寄存器依然代表著一種良好的設計方式。某些情況下，可能需要在模擬接地層上緊靠轉換器輸出添加額外的緩沖寄存器，以提供更好的隔離。

ADC輸出與緩沖寄存器輸入間的串聯(lián)電阻（圖5中標示為“R”）有助于將數(shù)字瞬態(tài)電流降至最低，這些電流可能影響轉換器性能。電阻可將數(shù)字輸出驅動器與緩沖寄存器輸入的電容隔離開。此外，由串聯(lián)電阻和緩沖寄存器輸入電容構成的RC網絡用作低通濾波器，以減緩快速邊沿。典型CMOS柵極與PCB走線和通孔結合在一起，將產生約10 pF的負載。如果無隔離電阻，1 V/ns的邏輯輸出壓擺率將產生10 mA的動態(tài)電流：

驅動10 pF的寄存器輸入電容時，500 Ω串聯(lián)電阻可將此輸出電流降至最低，并產生約11 ns的上升和下降時間：

TTL寄存器具有較高輸入電容，可略微增加動態(tài)開關電流，應避免使用。

緩沖寄存器和其他數(shù)字電路應接地并去耦至PC板的數(shù)字接地層。請注意，模擬與數(shù)字接地層間的任何噪聲均可降低轉換器數(shù)字接口上的噪聲裕量。由于數(shù)字噪聲抗擾度在數(shù)百或數(shù)千毫伏水平，因此一般不太可能有問題。模擬接地層噪聲通常不高，但如果數(shù)字接地層上的噪聲（相對于模擬接地層）超過數(shù)百毫伏，則應采取措施減小數(shù)字接地層阻抗，從而將數(shù)字噪聲裕量保持在可接受的水平。任何情況下，兩個接地層之間的電壓不得超過300 mV，否則IC可能受損。

另外最好分離模擬與數(shù)字電路的電源，即使兩者電壓相同。模擬電源應當用于為轉換器供電。如果轉換器具有指定的數(shù)字電源引腳（VD），應采用獨立模擬電源供電，或者如圖所示進行濾波。所有轉換器電源引腳應去耦至模擬接地層，所有邏輯電路電源引腳應去耦至數(shù)字接地層，如圖6所示。

圖6：接地和去耦點

某些情況下，不可能將VD連接到模擬電源。一些較新的高速IC可能采用+5 V電源為模擬電路供電，而采用+3 V電源為數(shù)字接口供電，以便與3 V邏輯接口。這種情況下，IC的+3 V引腳應直接去耦至模擬接地層。另外建議將鐵氧體磁珠與電源走線串聯(lián)，以便將引腳連接到+3 V數(shù)字邏輯電源。

采樣時鐘產生電路應與模擬電路同樣對待，也接地并深度去耦至模擬接地層。采樣時鐘上的相位噪聲會降低系統(tǒng)SNR，下文將予以討論。

采樣時鐘考量

在高性能采樣數(shù)據(jù)系統(tǒng)中，應使用低相位噪聲振蕩器產生ADC（或DAC）采樣時鐘，因為采樣時鐘抖動會調制模擬輸入/輸出信號，并提高噪聲和失真底。采樣時鐘發(fā)生器應與高噪聲數(shù)字電路隔離開，同時接地并去耦至模擬接地層，與處理運算放大器和ADC一樣。

采樣時鐘抖動對ADC信噪比的（SNR）影響可用以下公式近似計算：

其中SNR是完美無限分辨率ADC的SNR，此時唯一的噪聲源來自均方根采樣時鐘抖動tj。注意，以上公式中的f是模擬輸入頻率。通過簡單示例可知，如果tj = 50 ps rms，f = 100 kHz，則SNR = 90 dB，相當于約15位的動態(tài)范圍。時鐘抖動對SNR的這一影響在教程MT-007中有詳細論述。

應注意，以上示例中的tj是外部時鐘抖動和內部ADC時鐘抖動（稱為孔徑抖動）的方和根（rss）值。不過，在大多數(shù)高性能ADC中，內部孔徑抖動與采樣時鐘上的抖動相比可以忽略。

理想情況下，采樣時鐘振蕩器應參考分離接地系統(tǒng)中的模擬接地層。不過由于系統(tǒng)限制，此方法未必可行。許多情況下，采樣時鐘必須從數(shù)字接地層上產生的更高頻率、多用途系統(tǒng)時鐘獲得，接著必須從數(shù)字接地層上的原點傳遞至模擬接地層上的ADC。兩層之間的接地噪聲直接添加到時鐘信號，并產生過度抖動。抖動可造成信噪比降低，還會產生干擾諧波。

通過使用圖7所示的小RF變壓器或高速差分驅動器和接收機IC，發(fā)射采樣時鐘信號作為差分信號，可在某種程度上解決此問題。許多高速ADC具有差分采樣時鐘輸入，更便于采用此方法。如果使用有源差分驅動器和接收機，應選擇ECL、低電平ECL或LVDS，從而將相位抖動降至最低。在+5 V單電源系統(tǒng)中，ECL邏輯可連接在地與+5 V （PECL）電源之間，并將輸出交流耦合至ADC采樣時鐘輸入。不管是哪種情況，原始主系統(tǒng)時鐘必須從低相位噪聲振蕩器產生，而不是DSP、微處理器或微控制器的時鐘輸出。

為了促進系統(tǒng)時鐘管理，ADI公司提供一系列時鐘產生和分配產品和全套鎖相環(huán)（PLL）。

圖7：從數(shù)模接地層進行采樣時鐘分配

混合信號接地的困惑根源：對多卡系統(tǒng)應用單卡接地概念

大多數(shù)ADC、DAC和其他混合信號器件數(shù)據(jù)手冊是針對單個PCB討論接地，通常是制造商自己的評估板。將這些原理應用于多卡或多ADC/DAC系統(tǒng)時，就會讓人感覺困惑茫然。通常建議將PCB接地層分為模擬層和數(shù)字層。另外建議將轉換器的AGND和DGND引腳連接在一起，并且在同一點連接模擬接地層和數(shù)字接地層，如圖8所示。這樣就基本在混合信號器件上產生了系統(tǒng)“星型”接地。

所有高噪聲數(shù)字電流通過數(shù)字電源流入數(shù)字接地層，再返回數(shù)字電源；與電路板敏感的模擬部分隔離開。系統(tǒng)星型接地結構出現(xiàn)在混合信號器件中模擬和數(shù)字接地層連接在一起的位置。該方法一般用于具有單個PCB和單個ADC/DAC的簡單系統(tǒng)，通常不適合多卡混合信號系統(tǒng)。在不同PCB（或適用情況的相同PCB上）上具有數(shù)個ADC或DAC的系統(tǒng)中，模擬和數(shù)字接地層在數(shù)個點連接，使得建立接地環(huán)路成為可能，而單點“星型”接地系統(tǒng)則不可能。鑒于以上原因，此接地方法不適用于多卡系統(tǒng)，上述方法應當用于具有低數(shù)字電流的混合信號IC。

圖8：混合信號IC接地：單個PC板（典型評估/測試板）

總結：多卡系統(tǒng)中具有低數(shù)字電流的混合信號器件的接地

圖9總結了上述具有低數(shù)字電流的混合信號器件的接地方法。由于小數(shù)字瞬態(tài)電流流入去耦電容VD與DGND（顯示為粗實線）間的小環(huán)路，模擬接地層未被破壞。混合信號器件適合作為模擬元件的所有應用。接地層間的噪聲VN會降低數(shù)字接口上的噪聲裕量，但如果使用低阻抗數(shù)字接地層保持在300 mV以下，且一直回到系統(tǒng)星型接地，則一般無不利影響。

不過，Σ-Δ型ADC、編解碼器和DSP等具有片內模擬功能的混合信號器件數(shù)字化密集度越來越高。再加上其他數(shù)字電路，使數(shù)字電流和噪聲越來越大。例如，Σ-Δ型ADC或DAC含有復雜的數(shù)字濾波器，會大量增加器件內的數(shù)字電流。上述方法依靠VD與DGND間的去耦電容，將數(shù)字瞬態(tài)電流隔離在小環(huán)路內。不過，如果數(shù)字電流太大，且具有直流或低頻成分，去耦電容可能因過大而變得不可行。在VD與DGND間的環(huán)路外流動的任何數(shù)字電流必須流經模擬接地層。這可能會降低性能，特別是在高分辨率系統(tǒng)中。

圖9：具有低內部數(shù)字電流的混合信號IC的接地：多個PC板

要預測流入模擬接地層的多大數(shù)字電流會讓系統(tǒng)無法接受很困難。目前我們只能推薦可能提供較佳性能的替代接地方法。

總結：多卡系統(tǒng)中具有高數(shù)字電流的混合信號器件的接地（請謹慎使用本方法！）

圖10中顯示了適合高數(shù)字電流混合信號器件的替代接地方法。混合信號器件的AGND連接到模擬接地層，而DGND連接到數(shù)字接地層。數(shù)字電流與模擬接地層隔離開，但兩個接地層之間的噪聲直接施加于器件的AGND與DGND引腳間。為了成功實施本方法，混合信號器件內的模擬和數(shù)字電路必須充分隔離。

AGND與DGND引腳間的噪聲不得過大，以免降低內部噪聲裕量或損壞內部模擬電路。

圖10顯示可選用連接模擬和數(shù)字接地層的肖特基二極管（背對背）或鐵氧體磁珠。肖特基二極管可防止兩層兩端產生大的直流電壓或低頻電壓尖峰。如果這些電壓超過300 mV，由于是直接出現(xiàn)在AGND與DGND引腳之間，可能會損壞混合信號IC。作為背對背肖特基二極管的備選器件，鐵氧體磁珠可在兩層間提供直流連接，但在高于數(shù)MHz的頻率下，由于鐵氧體磁珠變?yōu)殡娮瑁瑫е赂綦x。這可以保護IC不受AGND與DGND間直流電壓的影響，但鐵氧體磁珠提供的直流連接可能引入無用的直流接地環(huán)路，因此可能不適合高分辨率系統(tǒng)。

圖10：具有高數(shù)字電流的混合信號IC的替代接地法：多個PC板

AGND與DGND引腳在具有高數(shù)字電流的特殊IC內分離時，必要時應設法將其連接在一起。通過跳線和/或帶線選項，可以嘗試兩種方法，看看哪一種提供最佳的系統(tǒng)整體性能。

接地總結

沒有單一一種接地方法能始終保證最佳性能！本節(jié)根據(jù)所考慮的特定混合信號器件特性提出了幾種可能的選項。但在實施初始PC板布局時，提供盡可能多的選項會很有幫助。

PC板必須至少有一層專用于接地層！初始電路板布局應提供非重疊的模擬和數(shù)字接地層，如果需要，應在數(shù)個位置提供焊盤和過孔，以便安裝背對背肖特基二極管或鐵氧體磁珠。提供焊盤和過孔也極為重要，需要時可以使用跳線將模擬和數(shù)字接地層連接在一起。目前，預測“多點”（單一接地層）還是“星型”接地（分離模擬和數(shù)字接地層）方法能提供最佳整體系統(tǒng)性能還很困難；因此，可能需要使用跳線對最終PC板做一些實驗。

如有疑問，最好先分離模擬和數(shù)字接地層，以后再用跳線連接，而不要一開始就使用單一接地層，隨后又嘗試分離！

混合信號系統(tǒng)的一些通用PC板布局指南

很顯然，多關注系統(tǒng)布局并防止不同信號彼此干擾，可以將噪聲降至最低。高電平模擬信號應與低電平模擬信號隔離開，兩者均應遠離數(shù)字信號。我們曾經在波形采樣和重建系統(tǒng)中發(fā)現(xiàn)，采樣時鐘（數(shù)字信號）與模擬信號一樣易受噪聲影響，同時與數(shù)字信號一樣易于產生噪聲，因此必須與模擬和數(shù)字系統(tǒng)都隔離開。如果在時鐘分配中使用時鐘驅動器封裝，應僅有一個頻率時鐘通過單個封裝。在相同封裝內的不同頻率時鐘間共享驅動器將產生過度抖動和串擾，并降低性能。

在敏感信號穿過的地方，接地層可發(fā)揮屏蔽作用。圖11顯示了數(shù)據(jù)采集電路板的良好布局，其中所有敏感區(qū)域彼此隔離開，且信號路徑盡量短。雖然實際布局不太可能如此整潔，但基本原則仍然適用。

執(zhí)行信號和電源連接時有許多要點需要考慮。首先，連接器是系統(tǒng)中所有信號傳輸線必須并行的幾個位置之一，因此它們必須與接地引腳分開（形成法拉第屏蔽），以減少其間的耦合。

多接地引腳非常重要還有另一原因：可以降低電路板與背板間結點的接地阻抗。對于新電路板，PCB連接器單一引腳的接觸電阻很低（10 mΩ水平），隨著電路板變舊，接觸電阻可能升高，電路板性能會受影響。因此通過分配額外PCB連接器引腳來增加接地連接很有必要（PCB連接器上所有引腳中約30至40%應為接地引腳）。出于同樣的理由，每個電源連接應有數(shù)個引腳，當然數(shù)量不必像接地引腳一樣多。

圖11：在PCB布局中應將模擬和數(shù)字電路分開

ADI公司和其他高性能混合信號IC制造商提供評估板來協(xié)助客戶進行初始評估和布局。ADC評估板一般包含片上低抖動采樣時鐘振蕩器、輸出寄存器和適當?shù)碾娫春托盘栠B接器。另外還有額外的支持電路，例如ADC輸入緩沖放大器和外部基準電壓。

評估板布局已針對接地、去耦和信號路由進行優(yōu)化，可用作系統(tǒng)內ADC PC板布局的模型。實際評估板布局通常由ADC制造商以電腦CAD文件形式（Gerber文件）提供。許多情況下，器件數(shù)據(jù)手冊都會提供各層的布局。