引言

在48V輸入電信系統(tǒng)中，100W到250W的電源便足以滿足許多應(yīng)用的需求。正向轉(zhuǎn)換器是這些應(yīng)用的理想選擇。在更低輸出電壓下，次級(jí)電路中的同步整流可提高效率和簡化系統(tǒng)散熱設(shè)計(jì)。有源鉗位正向轉(zhuǎn)換器可以很好地服務(wù)于這些應(yīng)用，因?yàn)橥秸鞯囊子趯?shí)現(xiàn)性。

在大多數(shù)情況下，正向轉(zhuǎn)換器的輸出電流常常被設(shè)定在約30A。超過該電流值，便很難管理次級(jí)電路的電感設(shè)計(jì)和傳導(dǎo)損耗。從功率的角度來看，主電路（許多并聯(lián)FET）成為250W以上額定功率的一個(gè)限制因素。在一些大功率系統(tǒng)中，必須轉(zhuǎn)而使用一種不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，例如：全橋等，或者并行操作兩個(gè)或者更多正向轉(zhuǎn)換器以增加輸出功率。

對(duì)于使用二極管整流其輸出的一些并聯(lián)電源，負(fù)載共用IC非常有效。二極管整流電源允許僅從電源吸取電流。但是，使用同步整流器的電源同時(shí)可以提供和吸取功率，其會(huì)損毀一些負(fù)載負(fù)載共用控制器。在啟動(dòng)時(shí)更是如此，因?yàn)榉答伃h(huán)路被主控制器的慢啟動(dòng)電路主導(dǎo)，而兩個(gè)并聯(lián)電源會(huì)嘗試把輸出調(diào)節(jié)至不同的電壓水平。通過交錯(cuò)式兩個(gè)單獨(dú)功率級(jí)可以避免出現(xiàn)這些問題。本文為您介紹一種5V、300W交錯(cuò)式隔離式電源，其通過一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)36V-72V電信輸入驅(qū)動(dòng)。

交錯(cuò)式功率級(jí)的設(shè)計(jì)

在本設(shè)計(jì)舉例中，把電源分成兩個(gè)交錯(cuò)式功率級(jí)，這樣做可以把每個(gè)相次級(jí)電路的電流減少至30A。這比單相電源所要求的60A要易于管理得多。我們需要對(duì)兩個(gè)相進(jìn)行設(shè)計(jì)以承載30A以上的電流，目的是容許相位誤差。功率級(jí)設(shè)計(jì)的第一步是選擇電源變壓器的匝數(shù)比和電感。這種有源鉗位正向轉(zhuǎn)換器的一個(gè)特點(diǎn)是，它能夠工作在50%以上的占空因數(shù)下。最大占空因數(shù)最好不要超過75%，這樣變壓器的重置電壓才不會(huì)過高。本例中，36V輸入時(shí)，4.5：1的匝數(shù)比可帶來約63%的占空因數(shù)。在200kHz下對(duì)每個(gè)相進(jìn)行開關(guān)操作，可在尺寸和效率之間提供一種較好的平衡。把主電感設(shè)置在100μH，可確保開關(guān)過渡期間有足夠的磁化電流來驅(qū)動(dòng)功率MOSFET的換向整流。次級(jí)電感和開關(guān)頻率決定鉗位中諧振電容器的值。在這種情況下，0.1μF電容器可產(chǎn)生50kHz的諧振頻率。

輸出電感的選擇與所有降壓轉(zhuǎn)換型拓?fù)湟粯印Ｊ褂? μH電感情況下，輸入為72V最大值時(shí)，每個(gè)相的峰到峰紋波電流達(dá)到8.5A。考慮到20%的相位誤差，該電感必須能夠在不飽和的情況下承載至少41A的峰值電流。

輸出電容器的選擇，需滿足負(fù)載瞬態(tài)引起的輸出紋波電壓和電壓偏移要求。功率級(jí)交錯(cuò)式可抵消一些輸出電容器紋波電流。紋波電流抵消的多少取決于占空因數(shù)和兩個(gè)相位之間的相角。僅當(dāng)兩個(gè)相位同步為異相180°且占空因數(shù)為50%時(shí)，紋波電流全部抵消。紋波電流的降低，減少了基于紋波電壓要求和電容器RMS額定電流所要求的電容器數(shù)量。就本設(shè)計(jì)而言，每個(gè)4A RMS額定使用4個(gè)180μF聚合物電容器，便足以讓峰到峰紋波電壓保持在50 mV以下。如果必要，我們還可以增加更多的電容，以支持大負(fù)載瞬態(tài)。

選擇主MOSFET也很簡單。峰值漏電壓是輸入電壓和諧振變壓器重置電壓的和。RMS主電流包括反射負(fù)載電流和變壓器磁化電流。重要的是，選擇最少的高成本效益晶體管，并讓每個(gè)晶體管的功耗始終為可控。就本設(shè)計(jì)而言，每個(gè)相位均使用兩個(gè)并聯(lián)150V、50mΩ MOSFET，并且每個(gè)FET的最大功耗約為700mW。

圖1說明了如何在有源鉗位正向轉(zhuǎn)換器的每個(gè)相位中實(shí)現(xiàn)自驅(qū)動(dòng)同步整流器。一套同步整流器（Q4、Q5和Q6）有通過變壓器反射的輸入電壓，而另一套（Q1、Q2和Q3）則有反射到次級(jí)端的變壓器重置電壓。選定匝數(shù)比時(shí)，額定30V的MOSFET足以滿足該設(shè)計(jì)的要求。這些組件中大多數(shù)功耗均產(chǎn)生自傳導(dǎo)損耗。每個(gè)相位的并聯(lián)多個(gè)7mΩ MOSFET導(dǎo)致每個(gè)FET出現(xiàn)約800mW的最大損耗。它可以確保結(jié)溫不至于過高，即使20%相位誤差時(shí)也是如此。柵極驅(qū)動(dòng)組件Q12、Q13、Q15和Q16服務(wù)于兩個(gè)功能。首先，它們保護(hù)MOSFET柵極免受開關(guān)波形上電壓尖峰的損害。其次，它們提供一個(gè)緩沖功能，這樣變壓器的次級(jí)繞組便不會(huì)直接連接至大量的柵極電容。對(duì)于確保功率MOSFET在開關(guān)過渡期間能夠迅速換向整流，這一點(diǎn)很重要。

圖 1 自驅(qū)動(dòng)同步整流器的柵極驅(qū)動(dòng)調(diào)節(jié)電路

圖2描述了如何把兩個(gè)控制器并聯(lián)在一起，讓它們共用一個(gè)公共反饋信號(hào)和軟啟動(dòng)電路。利用峰值電流模式控制，每個(gè)功率級(jí)都表現(xiàn)為一個(gè)電流源，其由反饋引腳的電壓控制。一個(gè)單誤差放大器通過同時(shí)控制兩個(gè)控制器的反饋引腳來調(diào)節(jié)輸出電壓。兩個(gè)相位之間的電流失衡基本由控制器內(nèi)部的偏差變化以及電流檢測(cè)容差和斜率補(bǔ)償來決定。圖3顯示了一個(gè)可導(dǎo)致兩個(gè)相位間最大誤差的總?cè)莶畹母飨嚯娏髋c反饋電壓對(duì)比曲線。在高負(fù)載水平下時(shí)，這并不會(huì)成為問題，因?yàn)橐粋€(gè)級(jí)剛好承受更大的負(fù)載。但是，在輕負(fù)載狀態(tài)下，誤差會(huì)允許一個(gè)相吸取電流，從而迫使另一個(gè)相提供額外電流。這導(dǎo)致輕負(fù)載損耗的增加。當(dāng)對(duì)電流限制編程時(shí)，還必須考慮相位失衡問題。

圖 2 共用反饋網(wǎng)絡(luò)和軟啟動(dòng)電路的交錯(cuò)式控制器

通過指定一個(gè)控制器為主控制器而另一個(gè)為從控制器，來實(shí)現(xiàn)同步。從控制器的時(shí)鐘頻率比主時(shí)鐘頻率低10%，從而確保同步。主控制器的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)用作從控制器的時(shí)鐘頻率。需要一些調(diào)節(jié)組件，以對(duì)同步脈沖的大小和持續(xù)時(shí)間進(jìn)行調(diào)整。

為了正確啟動(dòng)，計(jì)時(shí)至關(guān)重要。必須在任一芯片的VDD電壓降至UVLO OFF水平以下之前完成啟動(dòng)，否則沒有一個(gè)控制器能夠啟動(dòng)。把兩個(gè)軟啟動(dòng)引腳綁到一起，確保兩個(gè)轉(zhuǎn)換器同時(shí)開始啟動(dòng)序列。在出現(xiàn)故障時(shí)，這種方法允許通過對(duì)軟啟動(dòng)電容放電來關(guān)閉兩個(gè)控制器。

圖 3 偏差變化可導(dǎo)致相位電流失衡

圖4顯示了這種電源的效率。標(biāo)稱輸入為48V且負(fù)載電流為60A時(shí)，電源的效率大于92%。轉(zhuǎn)換器可以轉(zhuǎn)換得到一個(gè)獨(dú)立、穩(wěn)定的5V，無需中間總線，并且功耗最小。它簡化了系統(tǒng)設(shè)計(jì)，并減少了上游AC/DC整流器的功率需求。

圖 4 同步整流帶來非常高的效率

結(jié)論

總之，交錯(cuò)式有源鉗位正向功率級(jí)可帶來一種高性價(jià)比、高效率的設(shè)計(jì)。設(shè)計(jì)必須考慮兩個(gè)相位之間的電流失衡，并確保正確同步和啟動(dòng)。如果設(shè)計(jì)得當(dāng)，交錯(cuò)式操作可擴(kuò)大有源鉗位正向轉(zhuǎn)換器的實(shí)用功率范圍至500W左右，可輕松支持高達(dá)60A的負(fù)載電流。

本設(shè)計(jì)更多詳情，請(qǐng)?jiān)L問www.ti.com/tool/PMP2214詳細(xì)了解完整的示意圖、材料清單和測(cè)試結(jié)果等。