對那些為最新式電腦中央處理器 （CPU） 提供動力的穩壓模塊 （VRM），電源設計人員過去一直采用多相交錯式降壓轉換器。上述 VRM 經過精心設計，可滿足嚴格的 Pentium4 及 Athalon CPU 的穩壓與瞬態要求。交錯式降壓轉換器理想地適用于低電壓、高電流應用，因為與標準降壓轉換器相比，它降低了輸入電容器 RMS 電流與輸出電容器的紋波電流，而且輸出電容器組也較小。按照交錯兩個正向轉換器的方式，設計人員也可以同樣受益于交錯兩個降壓轉換器。在中間總線或商業電源等高電流應用中，采用交錯式正向轉換器可能比采用標準的正向轉換器拓撲更有利。

　　傳統的正向轉換器

　　正向轉換器的輸入電流是間斷的，應通過輸入電容器 （Cin） 過濾。這就形成了較高的輸入電容器 RMS 電流 （Icin）。

　　輸出濾波電感器 （L1） 用約為基于輸出電流 （Iout） 25% 至 30% 的電感器紋波電流 （ΔIL1） 來計量，以滿足輸出紋波電壓的要求 （Vripple）。

　　輸出電容器 （Cout） 的大小可以抑制電感器紋波電流，以滿足輸出電壓紋波要求。以下方程式可用來估算最大等效串聯電阻 （ESR） 與最小輸出電容 （Cout）。在正常情況下，電容器的選擇主要取決于 ESR 需求，這就需要更高的電容來抑制電感器紋波電流。

　　交錯式雙正向轉換器的優點

　　交錯式正向轉換器只是兩個正向轉換器以 180 度的相位差進行工作而已，其優點在于降低了輸入電容器 RMS 電流與輸出電容紋波電流。

　　每個正向轉換器的輸入電流是間斷的（即 It1 與 It2）。交錯式轉換器的輸入電流是上述兩個間斷的輸入電流之和，由于有 180 度的相位差，因此輸入電流更為連續和近似 DC。兩個轉換器交錯后，輸入電容器 （Cin） 只需過濾輸入電流的 AC 部分，因此可大為降低。圖 3 顯示了 RMS 電流的下降情況。

　　上述交錯式轉換器的輸出電流 （Iout） 為兩個電感器 （I1 + I2） 電流之和減去電容器電流 （Icout）。該應用中的輸出電容器 （Cout） 還必須抑制輸出濾波電感器的 AC 部分。但是，由于兩個轉換器以 180 度的相位差工作，因此電感器的紋波電流相互抵消，這就產生了更連續的輸出電流，降低了 Cout 必須抑制的紋波電流量。輸出電容大小與正向轉換器相似，應滿足輸出紋波電壓的要求。但是輸出電容器不必抑制全部電感器紋波電流。這就使得輸出電容容許的 ESR 更大一些。

　　從理論上講，該拓撲的輸出電感器紋波電流抵消特性使得設計人員可以減小濾波電感器的大小。但是，為了降低高電流應用中的總損失［1］，電感即便不需要更大，一般也都應保持相同大小。

　　在 50% 占空比時 （D） 電容器紋波電流降低最佳

　　重要的是，設計人員應了解在 50% 占空比時產生的電容器電流降低最大。圖 4 顯示了在大約 40% 占空比情況下輸入與輸出電容器電流的波形。由于占空比小于 50%，因此交錯式轉換器的輸入電流不太連續，也增加了輸入電容的 RMS 電流。輸出電感器紋波電流不再對稱，轉換器工作在 50% 的占空比時紋波電流也不抵消。這增加了電容器輸出紋波電流量。

　　以下方程式及圖 5 的圖形顯示了電容器 RMS 電流 （Icin（RMS）） 如何隨占空比的變化而變化，其中 N 為變壓器匝比。我們可以觀察到，最低輸入電容 RMS 電流出現在 50% 占空比的情況下，而最高 RMS 電流出現在占空比 25% 與 75% 的情況下。

　　-輸入電容 RMS 電流在 D ≤ 0.5 時

　　-輸入電容 RMS 電流在 D 》 0.5 時

　　以下方程式與圖示顯示了輸出電容器紋波電流 （ΔIcout） 與電感器電流變化 （ΔIL） 之比是如何隨著占空比而改變的。圖 6 顯示了最大的電感器紋波電流抵消出現在占空比 50% 的情況下。

　　設計考慮因素

　　如欲在進行交錯式正向設計時獲得濾波電容器電流的最大降低，就應在占空比范圍內進行正確選擇。我們可以通過根據具體設計的輸入輸出電壓要求來調節變壓器匝比 （N） 以實現上述目的。

　　以下方程式可用來估算 N，其中，Vin（min） 是最小輸入電壓而 Dmax 則為所選的最大占空比。Vd 代表輸出二極管的正向壓降。

　　一旦確定了最大占空比及變壓器匝比，我們就可計算出最小占空比 （Dmin）。利用圖 5 與圖 6 給出的信息與圖示，我們就可得出該設計最壞情況下的過濾電容電流。

　　設計示例

　　雙交錯式正向轉換器用 UCC28221 交錯式 PWM 控制器構建而成，以顯示電容器紋波電流隨占空比發生的變化有多大。200W 轉換器經過精心設計，適用于帶有 12V 穩壓 DC 輸出的 36V 至 76V 的輸入電壓范圍。輸入電壓的二到一變化將引起占空比大約二到一的變化。為了優化變壓器復位并降低電容器電流，該設計選擇了 0.6 的最大占空比。每個轉換器均針對 500 kHz 的開關頻率 （fs） 進行了精心設計，以抑制磁力強度。該設計的輸出二極管為肖特基二極管，Vd 約為 0.3V。這就使得 N 為 1.75 比 1，而最小占空比 0.28。

　　為抑制正向轉換器的峰值輸入電流，輸出電感器針對 60% 的紋波電流進行了精心設計。這使得濾波電感器約為 3.5uH，該電感大小基本與電感器紋波電流約為最大負載電流 （Iout） 30% 的單個正向轉換器使用的相同。

　　上述設計的輸出電容紋波規范最大為 200mV （Vripple）。當電源轉換器工作于 0.28 即最小占空比時，輸出電容器紋波電流最大。輸出電容應抑制紋波電流以滿足輸出紋波的要求。圖 6 中的圖示顯示出輸出電容的紋波電流約為濾波電感器紋波電流的 60%。這使得電容器紋波電流約為 3A （ΔIcout）。該設計要求 ESR 小于 66mΩ 以滿足輸出電壓的要求。

　　相同開關頻率與功率級的正向轉換器設計容許的最大 ESR 約為 40mΩ。與該設計的標準拓撲相比，交錯式轉換器使得設計人員可使用的最大容許 ESR 多了 1.7 倍。但具體結果會隨設計要求而變化。如果轉換器設計的最小占空比是 0.4，那么在相同功率級與輸出紋波要求下設計的最大容許 ESR 將是 120mΩ。這大約是標準正向轉換器容許 ESR 的三倍。

　　該設計的輸出電容器 RMS 電流 （Icout（RMS）） 約為 1.74A，約是標準正向轉換器的 60%。

　　就該設計而言，輸入電容器 RMS 電流在占空比 （D） 約 28% 的情況下最大。最大輸入電容器 RMS 電流約為 2.4A。相似功率級設計的傳統正向轉換器的輸入電容器 RMS 電流約為 4.7A。就該設計而言，采用交錯式轉換器將使輸入電容器 RMS 電流降低約 50%。

　　以下示波器波形顯示了紋波電流抵消如何隨占空比而變化。圖 7 反映的是電源轉換器在 50% 占空比時的工作情況。兩個輸出電感器電流之和 （IL1+IL2） 幾乎為 DC，這使得輸出電容器紋波電流幾乎為零。

　　圖 8 中的示波器波形反映的是轉換器在最大線電壓（約 76V）時的工作情況。正確調節 12V 輸出要求占空比約為 28%。我們從示波器波形可以觀察到，電感器電流之和有 3A 的峰間紋波電流，應由輸出電容器加以過濾。該峰間電容器紋波電流 （ΔIcout） 約為電感器紋波電流的 60%。

　　結論

　　雙交錯式正向轉換器對高電流/高功率密度設計可能有益。這種轉換器拓撲對中間總線轉換器以及商用電源應用是相當理想的，因為輸入與輸出電容器紋波電流的降低減小了輸入與輸出電容器的壓力。交錯式轉換器的電感器紋波電流抵消使得設計能夠獲得更高的輸出電容 ESR，這也就使得我們能夠降低設計的輸出電容要求。