有源鉗位拓撲是眾多流行拓撲結構中的一種，因為其允許在一個電子子系統中高效地將總線電壓轉換為邏輯 IC 上所需的電壓。一篇回顧有源鉗位拓撲關斷重置開關的文章已經刊發[1]。這篇文章完整地介紹了開關周期。此外，該文章還描述了主開關從“開”到“關”的轉換，以及“有源鉗位”開關開啟點電路的電壓和電流。這種對于有源鉗位開關的描述，主要針對有源鉗位正向轉換器輸出電感中存在連續電流的情況。文中提及的變壓器為一種理論模型，其描述了漏極電感 LL、磁化電感 Lm 以及耦合繞組 Np 和 Ns 等獨立元件。該介紹以周期的功率分配中點開始，并將圖 1 所示電路作為討論的根據。箭頭表示正電流。由于其本身固有的主體二極管和漏—源電容，圖中還顯示了開關 Q1(有源鉗位開關)和 Q2。我們之所以還能夠看到 Q3 和 Q4 柵—漏電容，是由于它們會影響電流。

圖 1 拓撲、電壓和電流為了簡化示波器波形，將主次接地參考連接在一起以形成一個公共接地。初始條件為：Q2 開啟，流經 Q2 (Iq2) 的電流等于來自 Vin (IIN) 的電流。Q3 開啟，并將電流導過次級繞組 Iout。Q1 和 Q4 都關閉。Q1 的漏極具有約負 2 Vin 偏置電壓，同時 Q4 漏極的電壓為 Vin*(Ns/Np)。電流 Iin 流經變壓器的主繞組、引腳 1 和 引腳 2，從而首先流經漏極電感 LL，之后分流為 Im 和 Ip。Im 為流經 Lm 的磁化電流，而 Ip 為通過主繞組 Np 與次級耦合的電流。隨后，Im 和 Ip 電流重新會合，在引腳 2 從變壓器流出，最后流過開關 Q2。電流 Is 等于在引腳 4 從變壓器次級繞組流出的電流 Ip*(Np/Ns)，其反映了流經 Np的電流 Ip。結果是這兩種電流在磁芯中磁通相抵。另一方面，磁化電流是由一次側磁化電感兩端的輸入電壓引起的。該電流以 Vin/Lm 比率不斷增加。在引腳 4 上，變壓器的二次側電壓高于輸出電壓。二者之間的差會導致 Q2 開啟期間流經輸出電感的電流不斷增加。同時，該電流還以 (((Vin*(Ns/Np)) – Vout)/Lout 比率不斷增加。當反射至一次側時，這種變化的電流會比 Im 具有更高的變動率。因此，它通常是計算控制環路時唯一要考慮的電流斜坡。測試部件的變壓器擁有 6：1 的匝數比，因此您在查看波形時必須將其考慮在內。由于變壓器引腳 3 和引腳 4 兩端存在電壓，Q3 在 Q3 米勒電容柵極側被偏置，同時 Cgdq3 被偏置為高電平。由于轉換開始 Q1 關閉，因此在該 P 通道 FET 漏極上存在一個負電壓。假設占空比為 50%， Cr 兩端的電壓則約為 Vin 的 2 倍，同時 Q1 漏極(即 P 通道 FET)上的電壓為低于接地電壓 2*Vin。由于相比 LL，Lout 和 Lm 均相對較大，并且這種情況下我們所說的是約 120 納秒的時幀，因此我們可以假設 Iout(流經 Lout 電流)和 Im(流經磁化電感的電流)始終保持恒定。我們將要描述的事件順序共有 5 個不同的階段。每個階段的開始和結尾均在如圖 2-3 所示屏幕截圖中標示出來，其分別為 t1、t2、t3、t4 和 t5。從 t1 開始，該控制電路關閉 Q2。這是一個非常快速的轉換。由于 Q2 和 Q1 的極大漏—源電容，其為一個從 Q2 的低阻抗到高阻抗的零電壓轉換。從變壓器引腳 2 流出的電流現在正對 Q2 的固有漏—源電容充電，并經過重置電容 Cr 流入 Q1，從而導致變壓器引腳 2 的電壓線性上升，以及 Q1 漏極電壓的相應上升。現在，我們需要來研究一下相對電壓。 圖 2 變壓器引腳 2 和引腳 4 上的電壓

圖 3 變壓器引腳 2 和引腳 3 上的電壓引腳 2 上的電壓增加(也即時間t1的電壓)，反映在整個變壓器繞組中。這就導致引腳 4 上電壓的下降。由于 Np 和 Ns 繞組的電壓必須保持平衡，所以在 Q4 的漏—源電容以及 Q3 和 Q4 的柵—漏電容均存在電壓變化。Lout 中的電流不會有較大的變化，因此從這三個電容流出的電流必然是 Is 和 Ip 變化的結果。Ip 中電流的微小變化導致主次級電容電壓以一種平穩的速率變化。這時，當 Q3 即將關閉時，輸出電感便能夠通過 FET 自身下拉所有其需要的電流(柵極電阻延遲了 FET 關閉)。Q4 的主體二極管被反向偏置。在這部分轉換期間，引腳 2 的電壓仍然低于 Vin，因此主電流即流入變壓器的 Iin 沒有理由下降。輸出電感兩端的電壓隨引腳 4 的電壓下降而變化，以反映主繞組電壓的逐漸下降。由于變壓器引腳 4 的電壓不斷下降，因此輸出電感兩端的電壓會發生變化。現在，輸出電壓 Vout 超出了變壓器引腳 4 的電壓。這些因素以一個固定比率不斷變化，因為 Iin 不斷線性地對 Q1 和 Q2 的漏—源電容充電，直到出現時間 t2，也即引腳 2 電壓達到 Vin (50V)，Q1 漏極電壓達到–50V，以及引腳 4 電壓達到零伏時。時間 t2至 t3 期間，流經一次側漏極電感的電流仍然幾乎與轉換之初相同，同時引腳 4 的電壓不斷下降。這反映在引腳 2 的電壓中，其超出變壓器引腳 1 的電壓。輸入電流的任何變化都是由對輸出開關柵—源電容的充電和放電引起的，并且這種變化非常小。反向一次側電壓可使引腳 4 的電壓繼續下降，達到接地電平以下，而引腳 3 卻保持在接地電平，因為 Q3 連續關閉，請參見圖 3。FET Q4 兩端的電壓下降不足以使電流通過 Q4 的主體二極管。與此同時，Q3 還沒有完全關閉。這就迫使輸出電感不斷從變壓器二次側吸收電源。結果是，在一次側中出現持續電流，而在引腳 2 上電壓不斷上升。這種情況將會持續到時間 t3，其 Q4 的主體二極管開始導電。現在，可以從變壓器引腳 4 吸收輸出電感電流，并流經 Q4。一次側漏極電感現在將形成一個電壓，以平衡引腳 2 上不斷上升的電壓，這樣便可以持續地吸收電流。這種情況開始減少可反映流經 Q3 電流減少的輸入電流 Iin，因為 Iout 電流開始向 Q4 主體二極管轉換。時間 t3 到 t4 反映的是從 Ns 繞組吸電流到流經 Q4 主體二極管的輸出電流 Iout 轉換。Np 和 Ns 繞組電流的減少，用變壓器引腳 2 電壓斜坡表示，其隨流經變壓器一次側 Np 電流的減少而變緩、變平。與此同時，引腳 3 上的電壓不斷上升，同引腳 4 電壓的情況一樣，其為負電壓。結果是變壓器引腳 3 和引腳 4 的近似零的微小變化，但卻產生整個繞組的正電壓漂移。這種情況將關閉 Q3，并開啟 Q4。獲得這種結果所必需的電流，對 Q4 的柵—漏電容充電，對 Q3 的柵—漏電容放電，進入引腳 4，最后從引腳 3 流出。該電流由一次側磁化電流提供，其位于周期中這一點的峰值處。流經 Np 的磁化電流 Im以 Ip 的反向流動。其使得 Is 電流反向，從而讓 Q4 的柵極得到充電。由于該磁化電流 Im 現在將高效地流經 Np，因此它現在從 Vin 吸收電流，并使其對 Q1 和 Q2 的漏—源電容充電。所以，從引腳 2 出來轉變為變壓器引腳 2 電壓的電流極少(或者沒有)。結果是在上述 t3 和 t4 之間引腳 2 上出現相對穩定的電壓。這時候，該周期就幾乎結束了。Q4 通過內部二極管導電并將被開啟，但在 t4 到 t5 時間段將會較難開啟。就 t4 到 t5 之間的時間段而言，磁化電流在對 Q1 和 Q2 的漏—源電容充電和對 Q3 的柵—漏電容放電之間分流，并對 Q4 柵—漏電容進一步充電。由于這些電容均為非線性，并且 Q3 兩端的電壓不斷上升，因此需要的電流量不會是一個恒量。該電流 Im 來自 Lm，因此引腳 2 上的電壓將反映該轉換的非線性。在 t5 處，Q1 的漏—源電壓從 –2 Vin 爬升至接地電平以上的二極管壓降，同時內部主體二極管開始導電。這就是說，再次從引腳 2 流出的任何電流現在都會改變 Cr 的電壓，而 Cr 為一個更大容量的電容。因此，這種改變將極其緩慢，相比已經出現的情況其可以忽略不計。這時便能夠以一種無損耗方式開啟晶體管 Q1。這就完成了無損耗一次側開關操作。二次側轉換也為相對無損耗，因為通過內部寄生主體二極管在零伏完成了從一個整流器到另一個整流器的電流開關。

結論

　　總之，對于這部分周期內轉換順序的充分理解可以帶來更好的設計。我們已經了解了，通過從轉換輸出開關到開啟鉗位開關關閉主開關時，變壓器和輸出開關中每一個元件所起的作用。