傳統數字通信是通過在信道中發送包含信息的模擬波形來實現通信的，而超寬帶(UWB)通信是通過發送和檢測極窄脈沖序列來實現通信。這種脈沖的脈寬只有1個多ns，有的甚至小到lns，并目.其帶寬可以達到或者超過3GHz。

　　從本質上講，產生ns級寬度短脈沖的信號源是UWB技術的前提條件。單個無載波窄脈沖信號有兩個特點：是激勵信號的波形為具有陡峭前后沿的單個短脈沖，是激勵信號具有從直流到微波的很寬的頻譜。目前產生脈沖源的兩類方法為：1.光電方法，基本原理是利用光導開關的陡峭上升，下降沿獲得脈沖信號，是最有發展前景的一種方法。2.電子方法，基本原理是利用晶體管P N結反向加電，在雪崩狀態的導通瞬間獲得陡峭上升沿，整形后獲得極短脈沖，這是目前應用最廠一泛的方案。受晶體管耐壓特性的限制，這種方法一般只能產生幾十V到上百V的脈沖，脈沖寬度可以達到lns以下。

　　階躍恢復一二極管(SRD)也是一種PN結二極管，但它在管芯設計和結構工藝上采取了一些特殊的措施，能夠獲得電流的"階躍"，可以用來產生很窄的脈沖。本文就著重討論使用階躍恢復二極管產生窄脈沖的方法。

　　脈沖發生器的設計與實現

　　階躍二極管產生極窄脈沖的原理傳統窄脈沖產生的基本原理是通過器件所存儲能量經由高速開關器件快速放電而得到。提高輸出脈沖性能的途徑有兩個：增加器件存儲的能量，加快器件放電速度。這兩種方法都依賴于高速開關器件，因此，高速開關器件是超寬帶脈沖信號產生的關鍵。

　　階躍恢復二極管是一種充分利用少子儲存效應的器件。作為一種PN結二極管，普通整流管要求正向時管子導通，反向截至，因此少子儲存效應對整流器件顯然是不利的。而對階躍二極管，當加上正向電壓時，大量少數載流子注入I層并儲存起來，反向時由于少子基本上被反向電場提取完畢，器件在極短的階躍時間內關斷，關斷瞬間產生了電流跳變，形成一個很窄的脈沖。

　　理想的階躍恢復二極管在正向和反向偏置時，具有兩種阻抗狀態。正向：

　　相當于低阻抗短路狀態;反向

　　為高阻抗狀態。簡化的脈沖串發生器電路如圖1所示。頻率為f，的激勵信號使階躍管正向導通，直至二極管的儲存電荷釋放完為止，脈沖發生器的等效電路如圖2所示。此時輸出電壓維持在階躍管的接觸電勢Φ。與此同時，激勵電感L中儲存輸人信號的能量。當輸入信號電壓同階躍管的偏壓大小相等、符號相反，而儲存電荷又降為零時，階躍二極管自低阻抗狀態轉為高阻抗狀態。脈沖發生器的等效電路如圖3在R'上造成如下形式的阻尼振蕩 所示，激勵電感釋放其儲存能量，電壓：而p是阻尼振蕩角頻率

　　實際上，在負載R'上能觀察到半周期的僅僅是此阻尼振蕩波形的第一個，因為電壓超過管子的接觸電勢時，階躍二極管又重新處于低阻抗狀態，輸出電壓將維持在Φ。所以在輸入頻率為f1的連續信號作用下，脈沖發生器的輸出電壓波形將是窄脈沖串，每個脈沖之間的間隔為1/f1，脈沖根部寬度為

　　脈沖產生電路及分析

　　階躍恢復二極管的工作依賴于載流子的復合，在設計電路時，為了獲得高效率與高輸出功率，二極管的載流子壽命τ愈長愈好，階躍時間tst愈短愈好。τ下與tst;。是一對互相制約的參數，在選管子時應綜合考慮，τ主要決定階躍二極管的輸入信

　　階躍時間則決定了二極管高次諧波的上限，tst越小，則高次諧波越豐富，倍頻效率越高。二極管產生諧波的上限頻率以階躍時間的倒數來定義，存在以下關系：

　　為避免傳輸線對脈沖發生器過載，在50Ω系統中，階躍管阻抗的要求為l0(Q)

　　為避免傳輸線對脈沖發生器過載，在50Ω系統中，階躍管阻抗的要求為l0(Q)

　　電路原理圖

　　實際的脈沖發生器電路包括階躍管、激勵電感、高頻調諧電容、阻抗匹配網絡、偏置電路等，如圖4所不。

　　(4)匹配網絡設計

　　為了使脈沖發生器的輸入電阻與信號源內阻(一般為50Ω)匹配，較簡便的辦法是采用變阻低通濾波器。匹配電路的簡化等效電路如圖5所示，該電路可看成是集中參數半節Г形阻抗變換器。對于這種電路，

　　(5)偏置電路設計

　　一般采用自偏置電路。自給偏置的產生過程簡述如下：在外加交流電壓超過二極管的接觸電位差Φ的時間間隔內，二極管的正向電阻遠小于R，信號源通過小的正向電阻向電容c.充電;當外加交流電壓小于D值并使二極管進入反向工作區域時，二極管呈現很大的電阻(與R比較而言)，電容C1通過電阻R放電。如果C1R的時間常數比基波電壓的周期大得多，則放電電流可以認為是一常數;于是在電阻R上就產生一個壓降，其值為I0R，并反向地加在二極管上。由于這一偏壓是整流電流引起的，所以隨著激勵電壓幅度的變化，偏壓隨之改變，從而可以自動調節工作點。偏壓電阻值可按下式估算：

　　c3的原理與c1一樣，但其充放電過程與C1相反。如果電路中去掉c3則電路的輸出端就沒有一個壓降，所得的脈沖就是一個高斯脈沖波形;如果電路中有C3，所得脈沖就是一個高斯脈沖的一階導數。

　　實驗結果

　　上述公式只能對元器件的值進行大概的估算，還要通過反復實踐進行修正。筆者在電路調試過程中，為了得到較窄的脈沖寬度，反復實踐修正元器件的值。利用信號發生器產生31MHz，24dBm的正弦波作為電路的觸發信號源，c1和cc可選用幾萬pF的大電容，偏置電容C3的容值盡可能小。自偏置電阻R為幾十Ω或幾百Ω，通過對R的微調，可以改變產生脈沖的重復周期。cm和ct分別為7 8 0 p F和390+45pF。LM和L分別為30nH和70nH的空心電感線圈。其中微調激勵電感L的感值對脈沖的波形影響尤為明顯。圖6是從示波器上觀察到的高斯脈沖的一階導數波形(有偏置電容c3)，脈寬1.5ns左右，Vpp為7V。

　　實踐表明，有時理論計算的數值與實際電路的數值相差頗大，其可能的原因是：管子參數的誤差及離散性較大;設計中沒有考慮寄生參量以及輸入回路與輸出回路之間的影響;大信號(特別是過激勵)的理論尚不完善。