多路獨立供電的半橋變換器的設計

引言

　　隨著電力電子技術的發展，電源技術被廣泛應用于各個行業。對電源的要求也各有不同。本文介紹了一種功率較大，多路輸出(20路及以上)并且相互獨立的開關電源。

　　設計采用了AC／DC／AC／DC變換方案。一次整流后的直流電壓，經過有源功率因數校正環節以提高系統的功率因數，再經半橋變換電路逆變后，由高頻變壓器隔離降壓，最后整流輸出直流電壓。系統的主要環節為有源功率因數校正電路、DC／DC電路、功率因數校正電路、PWM控制電路和保護電路等。采用UC3854A／B控制芯片組成功率因數校正電路來提高功率因數，用新型的芯片UC3825作為控制芯片來代替SG3525，不僅外圍電路簡單，而且具有有容差過壓限流功能，還采用了新型IR2304作為驅動芯片，動態響應快，且自帶死區，防止半橋上下管直通。

　　1 有源功率因數校正電路

　　為了提高系統的功率因數，整流環節不能采用二極管整流，采用了UC3854A／B控制芯片組成功率因數校正電路。UC3854A／BUnitrode公司一種新的高功率因數校正器集成控制電路芯片，是在UC3854基礎上的改進，其特點是采用平均電流控制，功率因數接近1，高帶寬，限制電網電流失真≤3％。圖1是由UC3854A／B控制的有源功率因數校正電路。

　　該電路由兩部分組成。UC3854A／B及外圍元器件構成控制部分，實現對網側輸入電流和輸出電壓的控制。功率部分由L2，Cs，S等元器件構成Boost升壓電路。開關管S選擇西門康公司的SKM75GBl23D模塊，其工作頻率選在35 kHz。升壓電感L2為2mH／20A。C5采用兩個450V／470μF的電解電容并聯。為了提高電路在功率較小時的效率，所設計的PFC電路在輕載時不進行功率因數校正，當負載較大時功率因數校正電路自動投入使用。此部分控制由圖1中的比較器部分來實現。R10及R11是負載檢測電阻。當負載較輕時，R10及R11上檢測的信號輸入給比較器，使其輸出端為低電平，D5導通，給ENA(使能端)低電平使UC3854A／B封鎖。在負載較大時ENA為高電平才讓UC3854A／B工作。D6接到SS(軟啟動端)，在負載輕時D6導通，使SS為低電平；當負載增大要求UC3854A／B工作時，SS端電位從零緩慢升高，控制輸出脈沖占空比慢慢增大實現軟啟動。

　　2 主電路及控制電路

　　2．1 主電路

　　反激式電源一般用在100w以下的電路，而本電源設計最大功率達到300w，顯然不適合。在功率較大的高頻開關電源中，常用的主變換電路有推挽電路、半橋電路、全橋電路等。其中推挽電路用的開關器件少，輸出功率大，但開關管承受電壓高(為電源電壓的2倍)，且變壓器有6個抽頭，結構復雜；全橋電路開關管承受的電壓不高，輸出功率大，但需要的開關器件多(4個)，驅動電路復雜；半橋電路開關管承受的電壓低，開關器件少，驅動簡單。根據對各種拓撲方案的電氣性能以及成本等指標的綜合比較，本電源選用半橋式DC／DC變換器作為主電路。圖2為主電路拓撲圖。

　　圖2中S1、S2、C1、C2和主變壓器T1構成了半橋DC／DC變換電路。MOSFET采用11NC380。電路的工作頻率為80 kHz。變壓器采用E55的鐵氧體磁芯，無須加氣隙。繞制時采用“三段式”繞法，以減小漏感。R1和R2用以保證電容分壓均勻，R3、C3和R4、C4為MOS管兩端的吸收電路。C5為隔直電容，用來阻斷與不平衡伏秒值成正比的直流分量，平衡開關管每次不相等的伏秒值。C5采用優質CBB無感電容。Ct是電流互感器，作為電流控制時取樣用。D3、D4采用快恢復二極管，經過L1和C6、C7平波濾波后輸出OUT2給控制芯片供電，Rs、R6則是反饋電壓的采樣電阻。主變壓器的輸出OUT3為高頻低壓交流電。如圖2所示，反饋電壓和輸出電壓同一繞組，樣，可以在負載變化時最大限度地保證輸出電壓的穩定。后級可接一個或多個多路輸出的變壓器，然后通過整流電路整流，這樣既能保證每路輸出都是獨立的，又可以得到任意大小的電壓。故可滿足DSP等需要多路不同電壓供電且精度較高的要求。