Boost電路的一種軟開關實現方法

摘要：提出了一種Boost電路軟開關實現方法，即同步整流加上電感電流反向。根據兩個開關管實現軟開關的條件不同，提出了強管和弱管的概念，給出了滿足軟開關條件的設計方法。一個24V輸入，40V/2.5A輸出，開關頻率為200kHz的同步Boost變換器樣機進一步驗證了上述方法的正確性，其滿載效率達到了96.9％

關鍵詞：升壓電路；軟開關；同步整流

0??? 引言

??? 輕小化是目前電源產品追求的目標。而提高開關頻率可以減小電感、電容等元件的體積。但是，開關頻率提高的瓶頸是器件的開關損耗，于是軟開關技術就應運而生。一般，要實現比較理想的軟開關效果，都需要有一個或一個以上的輔助開關為主開關創造軟開關的條件，同時希望輔助開關本身也能實現軟開關。

??? Boost電路作為一種最基本的DC/DC拓撲而廣泛應用于各種電源產品中。由于Boost電路只包含一個開關，所以，要實現軟開關往往要附加很多有源或無源的額外電路，增加了變換器的成本，降低了變換器的可靠性。

??? Boost電路除了有一個開關管外還有一個二極管。在較低壓輸出的場合，本身就希望用一個MOSFET來替換二極管（同步整流），從而獲得比較高的效率。如果能利用這個同步開關作為主開關的輔助管，來創造軟開關條件，同時本身又能實現軟開關，那將是一個比較好的方案。

??? 本文提出了一種Boost電路實現軟開關的方法。該方案適用于輸出電壓較低的場合。

1??? 工作原理

??? 圖1所示的是具有兩個開關管的同步Boost電路。其兩個開關互補導通，中間有一定的死區防止共態導通，如圖2所示。通常設計中電感上的電流為一個方向，如圖2第5個波形所示。考慮到開關的結電容以及死區時間，一個周期可以分為5個階段，各個階段的等效電路如圖3所示。下面簡單描述了電感電流不改變方向的同步Boost電路的工作原理。在這種設計下，S₂可以實現軟開關，

圖1??? 同步Boost變換器

圖2??? 電感電流不反向時的主要工作波形

(a)Stagel[t₀,t₁]??? (b)Stage2[t₁,t₂]

(c)Stage3[t₂,t₃]??? (d)Stage4[t₃,t₄]

(e)Stage5[t₄,t₅]

圖3??? 電感電流不反向時各階段等效電路

但是S₁只能工作在硬開關狀態。

??? 1）階段1〔t₀～t₁〕??? 該階段，S₁導通，L上承受輸入電壓，L上的電流線性增加。在t₁時刻，S₁關斷，該階段結束。

??? 2）階段2〔t₁～t₂〕??? S₁關斷后，電感電流對S₁的結電容進行充電，使S₂的結電容進行放電，S₂的漏源電壓可以近似認為線性下降，直到下降到零，該階段結束。

??? 3）階段3〔t₂～t₃〕??? 當S₂的漏源電壓下降到零之后，S₂的寄生二極管就導通，將S₂的漏源電壓箝在零電壓狀態，也就是為S₂的零電壓導通創造了條件。

??? 4）階段4〔t₃～t₄〕??? S₂的門極變為高電平，S₂零電壓開通。電感L上的電流又流過S₂。L上承受輸出電壓和輸入電壓之差，電流線性減小，直到S₂關斷，該階段結束。

??? 5）階段5〔t₄～t₅〕??? 此時電感L上的電流方向仍然為正，所以該電流只能轉移到S₂的寄生二極管上，而無法對S₁的結電容進行放電。因此，S₁是工作在硬開關狀態的。

??? 接著S₁導通，進入下一個周期。從以上的分析可以看到，S₂實現了軟開關，但是S₁并沒有實現軟開關。其原因是S₂關斷后，電感上的電流方向是正的，無法使S₁的結電容進行放電。但是，如果將L設計得足夠小，讓電感電流在S₂關斷時為負的，如圖4所示，就可以對S₁的結電容進行放電而實現S₁的軟開關了。

圖4??? 電感電流反向時的主要工作波形

??? 在這種情況下，一個周期可以分為6個階段，各個階段的等效電路如圖5所示。其工作原理描述如下。

??? 1）階段1〔t₀～t₁〕??? 該階段，S₁導通，L上承受輸入電壓，L上的電流正向線性增加，從負值變為正值。在t₁時刻，S₁關斷，該階段結束。

??? 2）階段2〔t₁～t₂〕??? S₁關斷后，電感電流為正，對S₁的結電容進行充電，使S₂的結電容放電，S₂的漏源電壓可以近似認為線性下降。直到S₂的漏源電壓下降到零，該階段結束。

??? 3）階段3〔t₂～t₃〕??? 當S₂的漏源電壓下降到零之后，S₂的寄生二極管就導通，將S₂的漏源電壓箝在零電壓狀態，也就是為S₂的零電壓導通創造了條件。

??? 4）階段4〔t₃～t₄〕??? S₂的門極變為高電平，S₂零電壓開通。電感L上的電流又流過S₂。L上承受輸出電壓和輸入電壓之差，電流線性減小，直到變為負值，然后S₂關斷，該階段結束。

??? 5）階段5〔t₄～t₅〕此時電感L上的電流方向為負，正好可以使S₁的結電容進行放電，對S₂的結電容進行充電。S₁的漏源電壓可以近似認為線性下降。直到S₁的漏源電壓下降到零，該階段結束。

??? 6）階段6〔t₅～t₆〕當S₁的漏源電壓下降到零之后，S₁的寄生二極管就導通，將S₁的漏源電壓箝在零電壓狀態，也就是為S₁的零電壓導通創造了條件。

(a)Stagel[t₀,t₁](b)Stage2[t₁,t₂]

(c)Stage3[t₂,t₃](d)Stage4[t₃,t₄]

(e)Stage5[t₄,t₅](f)Stage6[t₅,t₆]

圖5??? 電感電流不反向時各階段等效電路

??? 接著S₁在零電壓條件下導通，進入下一個周期。可以看到，在這種方案下，兩個開關S₁和S₂都可以實現軟開關。

2??? 軟開關的參數設計

??? 以上用同步整流加電感電流反向的辦法來實現Boost電路的軟開關，其中兩個開關實現軟開關的難易程度并不相同。電感電流的峰峰值可以表示為

??????? ΔI=(V_inDT)/L（1）

式中：D為占空比；

????? T為開關周期。

??? 所以，電感上電流的最大值和最小值可以表示為

??? I_max=ΔI/2＋I_o（2）

??? I_min=ΔI/2－I_o（3）

式中：I_o為輸出電流。

??? 將式（1）代入式（2）和式（3）可得

??? I_max=(V_inDT)/2L＋I_o（4）

??? I_min=(V_inDT)/2L－I_o（5）

??? 從上面的原理分析中可以看到S₁的軟開關條件是由I_min對S₂的結電容充電，使S₁的結電容放電實現的；而S₂的軟開關條件是由I_max對S₁的結電容充電，使S₂的結電容放電實現的。另外，通常滿載情況下|I_max|>>|I_min|。所以，S₁和S₂的軟開關實現難易程度也不同，S₁要比S₂難得多。這里將S₁稱為弱管，S₂稱為強管。

??? 強管S₂的軟開關極限條件為L和S₁的結電容C₁和S₂的結電容C₂諧振，能讓C₂上電壓諧振到零的條件，可表示為式（6）。

??? C₂Vo²＋C₁Vo²(<=)LI_max²（6）

??? 將式（4）代入式（6）可得

??? C₂Vo²＋C₁Vo²(<=)L（7）

??? 實際上，式（7）非常容易滿足，而死區時間也不可能非常大，因此，可以近似認為在死區時間內電感L上的電流保持不變，即為一個恒流源在對S₂的結電容充電，使S₁的結電容放電。在這種情況下的ZVS條件稱為寬裕條件，表達式為式（8）。

??? (C₂＋C₁)V_o(<=)t_dead2（8）

式中：t_dead2為S₂開通前的死區時間。

??? 同理，弱管S₁的軟開關寬裕條件為

??? (C₁＋C₂)V_o(<=)t_dead1（9）

式中：t_dead1為S₁開通前的死區時間。

??? 在實際電路的設計中，強管的軟開關條件非常容易實現，所以，關鍵是設計弱管的軟開關條件。首先確定可以承受的最大死區時間，然后根據式(9)推算出電感量L。因為，在能實現軟開關的前提下，L不宜太小，以免造成開關管上過大的電流有效值，從而使得開關的導通損耗過大。

3??? 實驗結果

??? 一個開關頻率為200kHz，功率為100W的電感電流反向的同步Boost變換器進一步驗證了上述軟開關實現方法的正確性。

??? 該變換器的規格和主要參數如下：

??? 輸入電壓V_in??? 24V

??? 輸出電壓V_o??? 40V

??? 輸出電流I_o??? 0～2.5A

??? 工作頻率f??? 200kHz

??? 主開關S₁及S₂??? IRFZ44

??? 電感L??? 4.5μH

??? 圖6(a)，圖6（b）及圖6(c)是滿載（2.5A）時的實驗波形。從圖6(a)可以看到電感L上的電流在DT或(1－D)T時段里都會反向，也就是創造了S₁軟開關的條件。從圖6(b)及圖6(c)可以看到兩個開關S₁和S₂都實現了ZVS。但是從電壓v_ds的下降斜率來看S₁比S₂的ZVS條件要差，這就是強管和弱管的差異。

??? 圖7給出了該變換器在不同負載電流下的轉換效率。最高效率達到了97.1％，滿載效率為96.9％。

(a)Current of L(I_o=1A)

(b)v_gs and v_ds of S₂(I_o=2.5A)

(c)v_gs and v_ds of S₁(I_o=2.5A)

圖6??? 實驗波形（V_in=24V）

圖7??? 不同負載電流下的效率曲線

4??? 結語

??? 本文提出了一種Boost電路軟開關實現策略：同步整流加電感電流反向。在該方案下，兩個開關管根據軟開關條件的不同，分為強管和弱管。設計中要根據弱管的臨界軟開關條件來決定電感L的大小。因為實現了軟開關，開關頻率可以設計得比較高。電感量可以設計得很小，所需的電感體積也可以比較小（通常可以用I型磁芯）。因此，這種方案適用于高功率密度、較低輸出電壓的場合。