一種有源箝位Flyback軟開關電路設計

摘要：介紹了一種有源箝位Flyback變換器ZVS實現方法，并對其軟開關參數重新設計。該方案不但能實現主輔開關管的ZVS，限制輸出整流二極管關斷時的di/dt，減小整流二極管的開關損耗，同時也有效地降低了開關管的電壓應力。

關鍵詞：零電壓開關；電流反向；有源箝位

0引言

??? Flyback變換器由于其電路簡單，在小功率場合被普遍采用。但是，由于變壓器漏感的存在，引起開關管上過高的電壓應力。普通的RCD嵌位Flyback變換器其漏感能量消耗在嵌位電阻R上，開關管上電壓應力的大小取決于消耗在嵌位電阻上能量的大小。消耗在嵌位電阻上的能量越多，開關管的電壓應力就越低，但也影響了整個變換器的效率，因此，普通的RCD嵌位Flyback變換器總存在著開關管電壓應力與整個變換器效率之間的矛盾。

??? 輕小化是目前電源產品追求的目標。而提高開關頻率可以減小電感、電容等元件的體積。但是，開關頻率提高的瓶頸是開關器件的開關損耗，于是軟開關技術就應運而生。一般，要實現比較理想的軟開關效果，都需要有一個或一個以上的輔助開關為主開關創造軟開關的條件，同時希望輔助開關本身也能實現軟開關。

??? 本文介紹的一種有源嵌位Flyback軟開關電路，不但能實現ZVS，而且也解決了前述的普通RCD嵌位Flyback變換器中存在的問題。

1??? 工作原理

??? 電路如圖1所示，其兩個開關S₁及S₂互補導通，中間有一定的死區以防止共態導通。變壓器激磁電感L_m設計得較大，使電路工作在電流連續模式（CCM），如圖2的i_Lm波形所示。而電感L_r設計得較小（L_r<<L_m），使流過L_r的電流在一個周期內可以反向，如圖2的i_Lr波形所示。考慮到開關的結電容以及死區時間，一個周期可以分為8個階段，各個階段的等效電路如圖3所示。其工作原理如下。

圖1??? 有源箝位Flyback變換器

圖2??? 主要工作波形

（a）Stage1[t₀，t₁]??? （b）Stage2[t₁，t₂]??? （c）Stage3[t₂，t₃]

（d）Stage4[t₃，t₄]??? （e）Stage5[t₄，t₅]??? （f）Stage6[t₅，t₆]

（g）Stage7[t₆，t₇]??? （h）Stage8[t₇，t₈]

圖3??? 各階段等效電路

??? 1）階段1〔t₀，t₁〕??? 該階段S₁導通，L_m與L_r串聯承受輸入電壓，流過L_m及L_r的電流線性上升。

??? V₂=V_in（1）

由于L_r<<L_m，所以式（1）可簡化為

??? V₂≈V_in(2)

??? 2）階段2〔t₁，t₂〕??? t₁時刻S₁關斷，L_m及L_r上的電流給S₁的輸出結電容C_r1充電，同時使S₂的輸出結電容C_r2放電。t₂時刻S₂的漏源電壓下降到零，該階段結束。

??? 3）階段3〔t₂，t₃〕??? 當S₂的漏源電壓下降到零之后，S₂的寄生二極管就導通，將S₂的漏源電壓箝位在零電壓狀態。L_r和L_m串聯與嵌位電容C_clamp諧振，C_clamp上電壓v_c緩慢上升，v₂上電壓也緩慢上升。

??? v₂=v_c（3）

??? 4）階段4〔t₃，t₄〕??? t₃時刻S₂的門極變為高電平，S₂零電壓開通。流過寄生二極管的電流流經S₂。此時間段依然維持L_r和L_m串聯與嵌位電容C_clamp諧振，v₂緩慢上升。

??? 5）階段5〔t₄，t₅〕??? t₄時刻v₂上升到一定的電壓使副邊二極管D導通，v₂被嵌位在－NV_o。L_r與C_clamp諧振。在保證t₅時刻L_r電流反向的情況下，其諧振周期應該滿足

??? （4）

式中：t_off為主開關管S₁一個周期內的關斷時間。

??? t₅時刻S₂關斷，該階段結束。

??? 6）階段6〔t₅，t₆〕??? t₅時刻L_r上的電流方向為負，此電流一部分使S₁的輸出結電容C_r1放電，另一部分對S₂的輸出結電容C_r2充電。t₆時刻S₁的漏源電壓下降到零，該階段結束。

??? 7）階段7〔t₆，t₇〕??? 當S₁的漏源電壓下降到零之后，S₁的寄生二極管就導通，將S₁的漏源電壓箝在零電壓狀態，也就為S₁的零電壓導通創造了條件。此時，L_r上的承受電壓v₁為

??? v₁=V_in＋NV_o（5）

??? L_r上電流快速上升。流過副邊整流二極管D電流i_D則快速下降。

??? =－N（6）

??? 考慮到L_r<<L_m，式（6）可簡化為

??? =－N（7）

??? 8）階段8〔t₇，t₈〕??? t₇時刻S₁的門極變為高電平，S₁零電壓開通，流過寄生二極管的電流流經S₁。t₈時刻副邊整流二極管D電流下降到零，D自然關斷，電路開始進入下一個周期。

??? 可以看到，在這種方案下，兩個開關S₁和S₂實現了零電壓開通，二極管D自然關斷。

2??? 軟開關的參數設計

??? 假定電路工作在CCM狀態。由于S₂的軟開關實現是L_r與L_m聯合對C_r1及C_r2充放電，而S₁的軟開關實現是單獨的L_r對C_r1及C_r2充放電。因此，S₂的軟開關實現比較容易，而S₁的軟開關實現相對來說要難得多。所以，在參數設計中，關鍵是要考慮S₁的軟開關條件。

??? 電流連續模式有源嵌位Flyback變換器ZVS設計步驟如下所述。

2.1??? 變壓器激磁電感L_m的設定

??? 由于L_r的存在，變換器的有效占空比D_eff（根據激磁電感L_m的充放電時間定義，見圖2）要小于S₁的占空比D，但是由于t₅～t₈時刻i_Lr的上升速度非常的快，所以可近似地認為D_eff=D。這樣，根據Flyback電路工作在CCM條件，則

??? L_m>=?（8）

式中：η為變換器效率；

????? f_s為開關頻率；

????? P_o^CCM為變換器的輸出功率。

??? 在實際設計中，為了保證電路在輕載時也能工作在電流連續模式，L_m一般取為

??? L_m=（9）

2.2??? 電感L_r的設定

??? 為了實現S₁的ZVS，t₅時刻儲存在L_r內的能量足以令S₁的輸出結電容C_r1放電到零，同時使S₂的輸出結電容C_r2充電到最大。即

??? L_ri_Lrmin²>=C_r1v_ds1²＋C_r2v_ds2²（10）

則有

??? L_r>=?（11）

式中：v_ds=v_ds1=v_ds2≈V_in＋NV_o；

????? C_r=C_r1＋C_r2。

根據式（4）取定合適的諧振周期可以令

??? i_Lrmin≈i_Lrmax=i_Lrmmax≈＋（12）

代入式（11）得

??? L_r>=?（13）

2.3??? 電容C_clamp的設定

??? 根據式（4）有

??? π<<(1－D)T（14）

化解得????

??? <<C_clamp（15）

在滿足式（15）的前提下，取定合適的C_clamp令i_Lrmax=i_Lrmin。

2.4??? 死區時間的確定

??? 為了實現S₁的ZVS，必須保證在t₆到t₇時間內，S₁開始導通。否則L_r上電流反向，重新對C_r1充電，這樣S₁的ZVS條件就會丟失。因此，S₂關斷后、S₁開通前的死區時間設定對S₁的ZVS實現至關重要。合適的死區時間為電感L_r與S₁及S₂的輸出結電容諧振周期的1/4，即

??? t_dead1=（16）

??? 嚴格地講，開關管輸出結電容是所受電壓的函數，為方便起見，在此假設C_r1與C_r2恒定。

2.5??? 有效占空比D_eff的計算

??? 有效占空比D_eff比開關管S₁的占空比D略小。

??? D_eff=D－ΔD（17）

??? ΔDT≈2（18）

??? ΔD≈（19）

代入式（17）得

??? D_eff=D－（20）

2.6??? 開關管電壓應力計算

??? ≈V_in＋NV_o＋（21）

式（21）中第三項相對來說較小，故開關管的電壓應力接近于V_in＋NV_o。

3??? 實驗結果

??? 為了驗證上述ZVS的實現方法，設計了一個實驗電路，其規格及主要參數如下：

??? 輸入電壓V_in??? 48V；

??? 輸出電壓V_o??? 12V；

??? 輸出電流I_o??? 0～5A；

??? 工作頻率f??? 100kHz；

??? 主開關S₁及S₂??? IRF640；

??? 變壓器激磁電感L_m??? 144μH；

??? 變壓器原副邊匝數比n=N??? 8/3；

??? 電感L_r??? 10μH；

??? 電容C_clamp??? 2μF。

??? 圖4給出的是負載電流I_o=2A時的實驗波形。從圖4（e）及圖4（f）可以看到，S₁和S₂都實現了ZVS。圖5給出了兩種Flyback電路的效率曲線，可以看到，有源嵌位Flyback軟開關電路有效地提升了變換器的效率。

(a)??? 流過開關管S₁電流??? (b)??? 流過開關管S₁電流

(c)??? 流過開關管L_r電流??? (d)??? 流過副邊二極管D電流

(e)??? 開關管S₁軟開關波形

(f)??? 開關管S₂軟開關波形

圖4??? 實驗波形（I_o=2A）

圖5??? 效率曲線

4??? 結語

??? 有源嵌位Flyback軟開關電路在實現主開關及輔助開關ZVS的同時，也實現了輸出整流二極管的自然關斷，因此，有效地減少了開關損耗，提高了變換器效率。另外，它也大大地降低了開關管的電壓應力，這從實驗波形中可以看得比較清楚。