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一種帶輔助變壓器的Flyback變換器ZVS軟開關實現方案
摘要：提出了一種新穎的FLYBACK變換器ZVS軟開關實現方案。一個較小的輔助變壓器與主變壓器串聯，通過使輔助變壓器原邊激磁電感電流雙向來達到主開關管的ZVS軟開關條件。該方案實現了主輔開關管的ZVS軟開關，限制了輸出整流二極管關斷時的di/dt，并且使變換器在任何負載情況下，都能在寬輸入范圍內實現軟開關。
關鍵詞：ZVS軟開關；輔助變壓器；電流雙向
0??? 引言
??? 在很多通訊和計算機系統中，需要使用高功率密度、高效率的開關電源。提高開關頻率可以減小電感、電容等元件的體積，是目前開關電源提高功率密度的一種趨勢。但是，開關頻率的提高，開關器件的損耗也隨之增加。
??? 為了減小開關電源的開關損耗，提高其開關頻率，軟開關技術應運而生。軟開關技術主要包括兩種：零電壓軟開關（ZVS）及零電流軟開關（ZCS）。在含有MOSFET開關器件的變換器拓撲中，零電壓軟開關要優于零電流軟開關。
??? Flyback變換器電路簡單，在小功率場合得到了廣泛的應用。基于Flyback變換器的ZVS軟開關拓撲也得到了進一步的發展。最近幾年，有源箝位ZVS軟開關技術被提出，但它也存在一些缺點，比如，輕載時不能實現軟開關。
??? 本文提出了一種帶輔助變壓器的Flyback零電壓軟開關電路，與有源箝位Flyback零電壓軟開關電路相比，它具有以下幾個優點：
??? 1）電路在整個負載范圍內都能實現軟開關；
??? 2）任何負載情況下，電路都可以在寬輸入范圍中實現軟開關；
??? 3）丟失占空比不隨輸出負載變化而變化，利于電路參數設計。
??? 下面分析了此電路的工作原理及軟開關參數的設計，并以實驗結果驗證了該方案的有效性。
1??? 工作原理
??? 圖1為本文提出的Flyback軟開關電路，Tr為輔助變壓器。其兩個開關S1及S2互補導通，中間有一定的死區防止共態導通。主變壓器T激磁電感Lm較大，使電路工作在電流連續模式（CCM），如圖2中iLm波形所示。而Tr的激磁電感Lmr設計得較小（Lmr< 圖1??? 帶輔助變壓器的Flyback變換器
圖2??? 主要工作波形
（a）??? 階段1[t0，t1]
（b）??? 階段2[t1，t2]
（c）??? 階段3[t2，t3]
（d）??? 階段4[t3，t4]
（e）??? 階段5[t4，t5]
（f）??? 階段6[t5，t6]
（g）??? 階段7[t6，t7]
圖3??? 各階段等效電路圖
??? 1）階段1〔t0～t1〕??? 該階段，S1導通，Lm與Lmr串聯承受輸入電壓，流過Lm及Lmr的電流線性上升。此時間段
??? Vds2=Vin 式中：Vds2為S2的漏源電壓；
????? Vo為變換器輸出電壓；
????? N1為T原邊繞組匝數；
????? N2及N3為T副邊兩個繞組匝數；
????? n1及n2為Tr原副邊兩個繞組匝數。
??? 2）階段2〔t1～t2〕??? t1時刻S1關斷，Lm上的電流通過T耦合到副邊，使二極管D導通，Lm兩端電壓被箝位在
??? V2=－ ??? Lm上的電流線性下降。
??? Lmr上的電流一部分對S1的輸出結電容Cr1充電，另一部分通過Tr耦合對S2的輸出結電容Cr2放電。t2時刻，S2的漏源電壓下降到零，該階段結束。
??? 3）階段3〔t2～t3〕??? 當S2的漏源電壓下降到零之后，S2的寄生二極管導通，將S2的漏源電壓箝位在零電壓狀態，也就為S2的零電壓導通創造了條件。同時Lmr兩端被箝位在
??? V1=－ ??? Lmr上電流線性下降。而S1的漏源電壓被箝位在最大電壓
??? Vds1max=Vin＋ ??? 4）階段4〔t3～t4〕??? t3時刻S2的門極變為高電平，S2零電壓開通。流過寄生二極管的電流流經S2。Lmr兩端依然承受式（3）所示電壓V1，Lmr上電流線性下降到零然后反向增加。t4時刻，S2關斷，該階段結束。此時間段
??? iDN3＋ioN2=iLmN1（5）
??? io=iD＋iLmr ??? iD= ??? io= ??? 5）階段5〔t4～t5〕??? t4時刻，Lmr上的電流方向為負，此電流一部分對S1的輸出結電容Cr1放電，同時，另一部分通過Tr耦合到副邊對S2的輸出結電容Cr2充電。到t5時刻，S1的漏源電壓下降到零，該階段結束。
??? 6）階段6〔t5～t6〕??? 當S1的漏源電壓下降到零之后，S1的寄生二極管導通，將S1的漏源電壓箝位在零電壓狀態，為S1的零電壓導通創造了條件。此時，Lmr上的反向電流流經主變壓器，給流過二極管D的電流iD疊加上一個電流
??????? ΔI(t5)= ??? 此時間段內，二極管D仍然導通，Lmr兩端電壓被箝位在
??? V1=Vin－V2=Vin＋ ??? Lmr上電流線性上升。而S2的漏源電壓被箝位在最大電壓
??? Vds2max= ??? 7）階段7〔t6～t7〕??? t6時刻，S1的門極變為高電平，S1零電壓開通。流過寄生二極管的電流流經S1。由于Lmr兩端承受的電壓V1此時較大，iLmr快速上升，到t7時刻，iLmr=iLm，主變壓器耦合到副邊的電流為零，二極管D自然關斷。此時間段
??? ??? 由于Lmr< ??? 接著Lmr與Lm串聯承受輸入電壓，開始下一個周期。可以看到，在這種方案下，兩個開關S1和S2零電壓開通，二極管D零電流關斷。
2??? 軟開關的參數設計
??? 假定電路工作在CCM狀態。由于S2的軟開關實現是iLmrmax對Cr1及Cr2充放電，而S1的軟開關實現是iLmrmin對Cr1及Cr2充放電，在電路滿載情況下，|iLmrmax|>>|iLmrmin|，而且S2的充電電壓要大于放電電壓（見圖2波形vds2），因此，S1的軟開關實現要比S2難得多。在參數設計中，關鍵是要考慮S1的軟開關條件。
2.1??? 主變壓器激磁電感Lm的設定
??? 由于Lmr的存在，變換器的有效占空比Deff（根據激磁電感Lm的充放電時間定義，見圖2）要小于S1的占空比D，但是，由于t4～t7時間內iLmr的上升速度非常快，所以，可近似認為Deff=D。這樣，根據Flyback電路工作在CCM的條件
??? Lm>= 式中：η為變換器效率；
????? fs為開關頻率；
????? ??? 在實際設計中，為了保證電路在輕載時也能工作在電流連續模式，取定
??? Lm= 2.2??? 主副變壓器原副邊匝數比設定
??? 根據Lmr< ??? 而根據式（8），為了使輸出濾波前電流io在t3～t4時間段下降不要太快，最好有N3≤N2。
??? 另外，為了保證t1時刻S1關斷時流過副邊二極管D的電流iD>0，根據式（7）有
??? 2.3??? 輔助變壓器激磁電感Lmr設定
??? 為了實現S1的ZVS軟開關，在(1－D)T時間內，激磁電感Lmr上電流必須反向，即
??? ??? iLmrmax=iLmmax≈ ??? 將式（19）代入式（18）得
??? Lmr< ??? 另外，根據Lmr與S1及S2的輸出結電容諧振條件
??? 得
??? Lmr>= ??? Cr=Cr1＋Cr2 而
??? iLmrmin= 將式（24）代入式（22）解得
??? Lmr<= 比較式（20）和式（25），Lmr應該根據式（25）來設定。
??? 另外，由式（24）可以發現，輸入、輸出電壓一定時，隨著負載的增加，iLmrmax增大〔見式（19）〕，iLmrmin減小，軟開關就越不容易實現。所以，Lmr要根據滿載時軟開關的實現條件來設定。而當輸入電壓為寬范圍時，隨著輸入電壓的減小，iLmrmax增加〔由于電路工作在CCM，滿載時式（19）第二項可以忽略〕，iLmrmin表達式第一項減小，iLmrmin減小，軟開關就越不容易實現。所以，對于輸出負載、輸入電壓變化的情況，Lmr要根據輸出滿載、輸入電壓最小時的軟開關實現條件來設定。
??? 同時需要指出，在能實現軟開關的前提下，Lmr不宜太小，以免造成開關管上過大的電流應力及導通損耗。
2.4??? 死區時間的確定
??? 為了實現S1的軟開關，必須保證在t5～t6時間內，S1開始導通。否則，Lmr上電流反向，重新對Cr1充電，這樣，S1的ZVS軟開關條件就會丟失。因此，S2關斷后、S1開通前的死區時間設定對開關管S1的軟開關實現至關重要。合適的死區時間為電感Lmr與S1及S2的輸出結電容諧振周期的1/4，即
??? tdead1= ??? 一般而言，開關管輸出電容是所受電壓的函數，為方便起見，在此假設Cr1及Cr2恒定。
2.5??? 有效占空比Deff的計算
??? 有效占空比Deff比S1的占空比D略小，即
??? Deff=D－ΔD（27）
根據
??????? ΔiLmr(ΔDT)≈ΔiLmr[(1－D)T]－ΔiLm[(1－DT)]（28）
解得
??????? ΔD≈ 代入式（27）得
??? Deff=D－ ??? 從式（29）可以看出，丟失占空比與輸出負載無關。在相同電氣規格和電路參數條件下，其值大概為有源箝位Flyback變換器滿載時丟失占空比的1/2。
3??? 實驗結果
??? 為了驗證上述的ZVS軟開關實現方法，本文設計了一個實驗電路，其規格及主要參數如下：
??? 輸入電壓Vin??? 40～56V；
??? 輸出電壓Vo??? 20V；
??? 輸出滿載電流Io??? 3A；
??? 工作頻率f??? 100kHz；
??? S1及S2??????? IRF640；
??? 主變壓器激磁電感Lm??? 222μH；
??? 主變壓器原副邊匝數N1：N2：N3??? 39：15：15；
??? 輔助變壓器激磁電感Lmr??? 10μH；
??? 輔助變壓器原副邊匝數n1：n2??? 13：13。
??? 圖4給出的是負載電流Io=2.5A時，輸出濾波前電流及流過副邊二極管D電流的實驗波形，其結果與理論分析相吻合。圖5～圖8分別給出了S1和S2在輕載及滿載時的驅動電壓、漏源極電壓和所流過電流的實驗波形。從圖中可以看出，當驅動電壓為正時，開關管的漏源極電壓已經為零，是零電壓開通。而當開關管關斷時，其結電容限制了漏源極電壓的上升率，是零電壓關斷，由此說明S1及S2在輕載及滿載時都實現了ZVS。從開關管漏源極電壓與所流過電流的比較也可以看出實現了ZVS。
圖4??? 輸出濾波前電流及流過副邊二極管D的電流
（測試條件：Vin=48V??? Io=2.5A）
圖5??? 輕載時S1的驅動電壓、漏源電壓及
流過電流波形（測試條件：Vin=48V??? Io=0.5A）
圖6??? 滿載時S1的驅動電壓、漏源電壓及 流過電流波形（測試條件：Vin=48V??? Io=3.0A）
圖7??? 輕載時S2的驅動電壓、漏源電壓及
流過電流波形（測試條件：Vin=48V??? Io=0.5A）
圖8??? 滿載時S2的驅動電壓、漏源電壓及
流過電流波形（測試條件：Vin=48V??? Io=3.0A）
??? 圖9給出了變換器效率曲線。圖9（a）為輸入電壓一定，負載電流不同時的變換效率曲線，可以看出，滿載時效率最高，為91.35％。圖9（b）為負載電流一定，輸入電壓不同時的變換效率曲線，可以看到，效率隨輸入電壓變化而變化的范圍很小。
（a）??? 額定輸入電壓時效率與輸出電流關系圖
（b）??? 輸出滿載時效率與輸入電壓關系圖
圖9??? 變換器效率曲線
4??? 結語
??? 本文提出了一種Flyback變換器ZVS軟開關拓撲，分析了其工作原理及其軟開關參數的設計方法。由于軟開關參數的設計（關鍵是輔助變壓器原邊激磁電感Lmr的設計）是根據滿載及最小輸入電壓時的工作情況設計的，而隨著負載的減輕和輸入電壓的增加，ZVS軟開關的實現也越容易。因此，該軟開關拓撲可以工作在寬輸入范圍及任何負載范圍，與有源箝位軟開關拓撲相比具有一定的優點，可以作為應用于通訊、計算機系統等高功率密度場合的一種選擇。 
＋Vo＋Vin
（1）
（2）
Vo（3）
Vo＋
Vo（4）
（6）
（7）
（8）
（9）
Vo（10）
＋
Vo（11）
=
??? （12）
=
（13）
?（14）
為變換器輸出功率。
（15）
（16）
（17）
(1－D)>iLmrmax（18）
（19）
（20）
>=
?（21）
?（22）
（23）
(1－D)T－iLmrmax（24）
（25）
（26）
(1－D)（29）
（1－D）（30）
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