具有12至14位高分辨率的現代高速數模轉換器（DAC）為采用直接調制方案的新型發射器設計奠定了基礎。在此類設計中，調制后的傳輸信號直接在基頻上生成。到目前為止，這種方法僅用于生成有線電視系統中正交調幅（QAM）多載波信號的傳輸，或雷達設備和軍事通信系統采用的微波系統的中頻信號。現在，進一步發展使得將這些射頻（RF）DAC用于其他類型的通信系統成為可能。

如今，分辨率為12至14位的CMOS RF DAC具有超過4Gsps的更新速率。結合采用CMOS技術的信號處理組件，它們可以以數字方式生成高達2GHz的傳輸信號。

圖1顯示了模擬多載波QAM發射路徑的典型框圖。要生成多個QAM傳輸通道，必須使用加法器將多個單獨的傳輸鏈組合在一起。此外，每個RF調制器都通過自己的頻率合成器供電。由于每個功能塊都有自己的元件容差、溫度漂移、轉換損耗等，因此在系統配置過程中必須通過執行容差計算來考慮這些因素。

圖1.模擬多載波QAM發射器框圖。

圖2顯示了數字多載波QAM發射路徑的框圖。例如，生成 32 個 QAM 通道不需要組合多個傳輸路徑，單個傳輸路徑可以處理這個問題。在這種情況下，傳輸路徑由一個帶有下游濾波器的RF DAC和一個VGA組成。這也消除了在每個發射分支中安裝RF調制器或頻率合成器的需求。

圖2.帶RF DAC的數字多載波QAM發射器框圖。

采樣理論使得在時域和頻域中描述DAC的輸出信號成為可能。圖3顯示了DAC的輸出信號。這里，這是一個矩形脈沖序列，其幅度與相應的數字值相匹配。由于這些矩形脈沖的持續時間是有限的，因此Ts> 0 時，這將產生輸出頻譜。在頻域中，該輸出頻譜用sinx/x函數描述。sinx/x 函數，也稱為 sinc 函數，在頻率 f 處為零s= 1/Ts.

圖3.DAC輸出信號為一系列矩形脈沖。Ts= 采樣時間。

在頻域中，頻率為 f 的理想正弦信號0在 f 處有一條譜線0.如果正弦信號現在由DAC產生，除了f處的譜線0，在更高的頻率下會產生額外的變頻產物（見圖4）。

圖4.在頻率范圍內描述的正弦信號，以及用DAC生成的信號的輸出頻譜。

這些變頻產品可以使用公式1來描述：

|K × fs ± f0|?????K = 1, 2, 3, …

等式2定義了N階的“奈奎斯特區”。

[（N - 1） × fs/2， N × fs/2] K = 1， 2， 3， ...

如圖4所示，DAC輸出信號不是由f處的單條譜線組成。0;相反，它還具有更高頻率的更多頻譜分量。這意味著必須對DAC的輸出信號進行濾波。除了這些雜散發射之外，還會產生額外的變頻產品。例如，這些是由DAC的非線性輸出特性引起的。

利用在較高奈奎斯特區產生額外頻譜分量的事實，以便使用“亞奈奎斯特DAC”在高輸出頻率下產生信號。為此，例如，用帶通濾波器濾除信號的第一個諧波。與直接在基頻上生成輸出信號的DAC相比，這里的優勢在于基帶中的數據速率更低，耗散損耗更小。

MAX5879 RF DAC具有14位分辨率和2.3Gsps采樣速率，非常適合基站。此外，MAX5879的輸出脈沖響應可以設置為四種不同的工作模式，我們將更仔細地研究（圖5）。

圖5.MAX5879 RF DAC在a）NRZ模式下的脈沖響應;b） RZ 模式;c） 射頻模式;和 d） 射頻模式。

默認脈沖響應為非歸零 （NRZ） 脈沖響應（圖 5a）。采樣周期與時間 T 相同s.sinc函數的零位于更新時鐘速率f的倍數時鐘= 1/Ts.當使用此脈沖響應時，DAC的頻率響應會產生以下功能：

ANRZ = A0[sin(πfOUTTs)/(πfOUTTs)]

f外為DAC輸出頻率，Ts= 1/f時鐘是DAC更新時鐘速率，A0是幅度因子。

在歸零 （RZ） 模式下，DAC 輸出幅度在 50% 的時間內為零（圖 5b）。這會產生以下頻率響應：

ARZ = A0/2[sin(πfOUTTs/2)/(πfOUTTs/2)]

第三個可編程脈沖響應是射頻（RF）模式。如圖5c所示，DAC輸出信號在時鐘周期中途的每個時鐘周期內發生反相。DAC的頻率響應如下所述：

ARF = A0[sin(πfOUTTs/2)/(πfOUTTs/2) × sin(πfOUTTs/2)]

第四種新的操作模式是RFZ模式，代表“射頻歸零模式”。其脈沖響應如下：

ARFZ = A0/2[sin(πfOUTTs/4)/(πfOUTTs/4) × sin(πfOUTTs/4)]

圖6給出了MAX5879在四種工作模式下的頻率響應。該圖的x軸顯示了歸一化為輸入數據采樣率的輸出頻率。從 0 到 0.5 的范圍描繪了第一個奈奎斯特區。NRZ 模式在第一奈奎斯特區提供最大的輸出信號。相對而言，RZ模式在第一和第三奈奎斯特區具有最平坦的頻率響應。RF模式的特點是第二和第三奈奎斯特區的最大輸出功率。此外，第二奈奎斯特區的頻率響應比其他兩種工作模式的上升更平坦。在所有工作模式中，RFZ模式在所有奈奎斯特區中具有最平坦的脈沖響應。

圖6.MAX5879 RF DAC的歸一化頻率響應適用于四種可能的工作模式。

MAX5882直接采樣DAC輸出端的更新速率為4.6Gsps。這使得使用直接調制來生成頻率范圍為47MHz至1003MHz的傳輸信號成為可能。MAX5882專為有線電視應用而開發，符合數據電纜服務接口規范（DOCSIS）第3版。?

利用數字上變頻器 （DUC） 簡化 DAC 控制

到目前為止，要為高速DAC提供高數據速率，需要使用具有高額定功率的現場可編程門陣列（FPGA）。數據的數字上轉換在FPGA中完成。這種解決方案的缺點包括高耗散損耗和較高的系統成本。此外，升級系統以獲得更高的調制方案只能非常困難。如果改變發射系統的功能分布，以便使用專用芯片實現數字上變頻功能，則可以使用額定功率較低的FPGA。這反過來又降低了系統成本和耗散損耗。副作用是，這簡化了RF DAC和FPGA之間的接口，因為DUC非常適合RF DAC。

MAX5880 QAM調制器和DUC專為電纜系統應用而開發。此外，它還具有傳輸信號的數字預失真功能。其接口經過優化，可滿足MAX5879和MAX5882高速DAC的要求。

此后，Maxim將MAX5880和MAX5882的功能集成到單個封裝中，現在提供MAX5862/MAX5860高密度QAM調制器（集成DUC和RF DAC），分別支持最大32/128個QAM通道。

使用多個DAC的應用中的時鐘同步

現代通信系統經常組合多個傳輸路徑。這就對同步各個RF DAC的時鐘提出了特殊要求。使用具有多路復用輸入（MUXDAC）的DAC時，還必須考慮這些特殊要求。

同步多個DAC需要考慮以下問題：

必須檢測上升時鐘邊沿的相對相位角。

各個DAC之間的相對相位角必須改變，直到DAC以正確的相位關系相互同步。

MAX19692 RF DAC具有1路多路復用輸入。在這里，四個輸入信號組合成一個輸出信號。因此，輸入數據速率是DAC更新數據速率的4/2。因此，3.575Gsps的更新數據速率導致最大輸入數據速率為<>Msps。DAC接收數據，可選擇可編程，具有數據時鐘的上升沿或上升沿和下降沿。借助數字分頻器，DAC從施加的輸入時鐘產生時鐘信號。當DAC導通時，當數字時鐘分頻器啟動時，N分頻器可以處于任何狀態。當這些DAC中的幾個組合在單個發射路徑上時，每個DAC都可以以不同的分頻器狀態啟動N分頻器。由于各個DAC接受具有不同數據邊沿的輸入數據，因此每個DAC的輸出數據與其他DAC的輸出數據偏移一個或多個時鐘周期。重置時鐘分頻器只是解決此問題的部分方法;還需要檢測操作過程中出現的任何錯誤分頻器狀態。這是通過測量和校正各種相關系來實現的。

在最簡單的情況下，各個數據時鐘輸出之間的相位誤差可以使用XOR門來實現。最復雜的解決方案是采用鑒頻鑒相器，例如使用鎖相環（PLL）時已知的鑒頻檢波器。

在這種情況下，每個DAC使用單獨的PLL。使用PLL比較數據輸出的相位角和參考頻率。來自各種DAC的PLL具有公共參考頻率。這個過程可以實現鎖相或相位同步星座。然而，這種配置有兩個缺點：額外的模塊導致更高的成本，而PLL產生的相位噪聲會限制系統性能。

MAX2870/MAX2871頻率合成器保持優異的相位噪聲性能，工作頻率范圍為23.5MHz至6000MHz。這是通過覆蓋3000MHz至6000MHz頻率范圍的集成壓控振蕩器（VCO）和內部分頻器（分頻因子為1至128）實現的，該分頻器將輸出分頻到所需頻率。為了實現如此廣泛的范圍，該模塊中集成了多個VCO，開發人員可以自動或手動選擇它們。該器件可工作在整數N分頻模式和小數N分頻模式 由于這些特性，MAX2870/MAX2871可用作RF DAC的合成器。

結論

RF DAC使得使用單個DAC產生50MHz至1GHz的寬帶傳輸信號成為可能。由于這一成就，具有直接調制方案的新型發射器設計成為可能。過去，這種方法僅用于生成有線電視系統中正交幅度調制（QAM）多載波信號的傳輸，或雷達設備和軍事通信系統采用的微波系統的中頻信號。新一代DAC也可用于其他通信系統。當信號以數字方式生成時，由模擬干擾引起的元件公差、溫度漂移、轉換損耗和失真只起很小的作用。此外，對于數字生成的QAM信號，還可以基本消除本振（LO饋通）的正交誤差和串擾。必須特別注意考慮數字系統可能產生的雜散發射和噪聲產物。其他優勢包括更小的元件尺寸和更低的功耗，從而實現更高的集成密度。

審核編輯：郭婷