高速壓電致動器的生產成本在過去15年以來越來越價廉，因此越來越多的應用設計傾向于采用高速壓電致動器。壓電致動器最初用于醫療設備，包括上世紀80年代末的手術工具和超聲波檢查。這在那時是很有道理的，因為壓電致動器具有微秒級的響應時間，是響應速度最快的定位元件。此外，它們還能夠產生以亞納米量級為步長的運動。因此，采用這種器件進行產品設計的公司的數量急劇增加也就不足為奇了。

壓電致動器要求高壓驅動器能提供峰峰值為數百伏特的電壓。此外，由于典型的致動器實質上看起來像一個驅動放大器的純電容，所以幾乎所有的功率消耗都為驅動放大器帶來負擔。

縱觀大量的高速、小信號運算放大器，可看出許多放大器都具有數百兆赫的帶寬。但若設計目的是驅動高速壓電器件，就必須同時兼顧速度和12V以上的電壓，這時放大器的可選擇范圍就急劇縮小。此外，選擇基于MOSFET單片放大器的設計還有許多有吸引力的優勢。

這里的壓電致動器電路在80kHz頻率下需要一個電壓峰峰值為300V的電源，以驅動致動器?？梢酝ㄟ^一個串聯了1Ω電阻的1nF電容來表示這個致動器（圖1）。

圖1：在這個橋式電路配置中，兩個PA78驅動壓電致動器，PA78由-175V和-5V不對稱電源供電。

選案評估

在決定哪種方案最適合驅動壓電致動器之前，我們需要根據應用情況，對幾種可選方案進行評估。

單個放大器的方案：該方案的問題主要在于成本。壓電致動器要求電壓范圍為+150V到-150V，而市場上唯一滿足該要求的80kHz器件是混合型的，單價在100美元以上。

電平移動式小信號放大器：如果一個設計從小信號放大器開始，接下來再設計電平移動，這將意味著需要采用大量分立式元件從頭開始構建設計。在這種情況下，非重復性工程的工作量非常大，設計時間很長且成本很高。

高壓、高速、低電流MOSFET運算放大器IC：本設計選用的單片集成電路PA78利用A/B類驅動器級來驅動輸出MOSFET，利用新型輸入級來獲得非常高的壓擺率（slew rate），同時還消除了傳統運算放大器設計的高靜態電流。該設計需要采用兩個PA78。這種放大器單價大約為15美元，與混合型器件的100多美元相比，其費用得以大大降低。

圖1的橋式電路配置了兩個PA78。在這種配置中，放大器提供的輸出電壓擺幅是單個運算放大器的兩倍，壓擺率也增加了一倍。任何非線性都變成對稱的，和單個放大器的電路相比，這能減少二次諧波失真。

由正弦信號源在80kHz下提供15V峰峰值信號來驅動放大器對，放大器對再驅動壓電致動器。本例假設壓電致動器的阻抗等于1Ω電阻和1nF電容的等效串聯阻抗。

在這個應用中，負載是浮空的，即負載完全沒有接地。當左邊的輸出VOUTA從10V上升到160V（圖2a），右邊輸出VOUTB從160V降至10V（圖2b）時，負載上的電壓擺幅為300V（-150V到+150V）（圖2c）。

兩個放大器的輸出現在是反相的。橋式配置電路中兩個PA78的總增益為+20，因此需要向壓電致動器提供所需的300V峰峰值電壓。由電阻R3和R4組成的反饋電路使兩個PA78模塊的輸出都以大約85V為中心。在圖1，一個雙源、非對稱電源為兩個放大器模塊提供+175V和-5V電壓。

圖2：當圖1中左邊輸出VOUTA從10V上升到160V（圖2a），右邊輸出VOUTB從160V降至10V（圖2b）時，負載上的電壓擺幅為300V（-150V到+150V）（圖2c）。

確定+VS和-VS的凈空余量

必須謹慎選擇+VS和？CVS的值，以確保在VOUTA和VOUTB發生正/負偏移（positive and negative excursions）期間有足夠的凈空（headroom）。輸出（VOUTA-VOUTB）的值在+150V到-150V之間擺動。但在這種非對稱源結構中，放大器的共模輸入范圍（CMR）的正負值在控制+VS和？CVS值上起著重大作用。

在PA78的例子中，CMR的負值規定為？CVS+3V，這意味著輸入電壓與負電源軌之間的差值不應小于3V。因此，通過選擇？CVS等于-5V，可讓VOUTA和 VOUTB（有10V的負偏移）與電源負軌之間的差值大于15V。CMR的正值為+VS？C2V，這意味著VOUTA和VOUTB的最大正偏移必須保持低于+VS至少2V。

關于+VS電源軌的第二個問題是，模塊輸出峰值電流時輸出端的電壓降問題。在這個應用中，峰值電流大約為75mA。從PA78規格手冊中一個稱為“輸出電壓擺幅”的圖可知，如果輸出這個峰值電流，電壓將下降8V。2V和8V加起來就是10V，即+VS必須超過150V的最大電壓擺幅至少10V。選擇175V的+VS就意味著具有15V的額外凈空余量。

對任何壓電致動器電路而言，防止信號誤饋回到放大器至關重要。壓電傳感器能很容易地將機械能轉換為電能和將電能轉換機械能，因此傳感器如果受到撞擊，將產生大量回流到放大器輸出的能量。當然，這種能量的破壞性很大。不過，只要簡單地在每個放大器的輸出端到其對應的電源軌之間連接幾個超高速二極管MUR160（CR1至CR4），就可以為每個放大器提供保護。

圖3：計算最大功耗的等效電路圖。

功耗計算與散熱處理

壓電式拾音頭的負載阻抗由下式給出：

上式假定R=1Ω，C=1nF，ω=80kHz。

為計算每個模塊的最大功率，需要用到圖3給出的等效電路。首先，將圖1電路分為兩部分，每一部分都包含一個2nF電容和一個0.5Ω電阻，并假設虛線和符號代表接地。因為阻抗的實部（1Ω）與1989Ω的總容抗相比很小，可忽略不計。

在這個等效電路中，施加的電壓將等于施加在每個模塊上的總電壓的一半。

每一半的電路輸出驅動一半的容抗負載，即994.5Ω。為確定功耗，首先要知道負載上電壓V和電流I之間的相位差。由于本例把負載作為一個純電容來建模，所以相位角φ等于90°。當存在電抗性負載，相位角大于40°時，可由下式計算最大功耗：

這里，VS是每個電源的電壓幅值，ZL等于負載阻抗。

因為負載是完全電抗性的，所以負載不消耗功耗，每個PA78放大器IC的功耗為5.18W。然后選擇散熱器，并確認每個PA78的溫度不超過的最大允許結溫。

HS27散熱器是為安裝PA78 IC而選擇的。每個散熱器的熱阻為5.3℃/W，正如我們已確定的，每個放大器的功耗為5.18W。

必須確認PA78內MOSFET器件的結溫不會超過安全值。常用的熱阻計算公式如下：

可以用散熱器的熱阻θHS代替θCA，上式變為：

我們需要利用上式求出TJ，以確認不會超過最大結溫。式（6）通過移項變為：

在這個例子中，根據PA78規格手冊，每個器件的功率是是5.18W，θJC為 5.5℃/W。散熱器的θHS為7.8℃/W，溫度比周圍環境高48.2℃。（散熱器熱阻是功率的函數，且接口界面的溫度升高）。

于是，可求得最大結溫為：

因此，實際的TJ不會高于93.9℃，遠低于PA78規格手冊規定的最大值150℃。當為高電抗性負載（比如壓電致動器）提供高功率時，很有必要檢查耗散區和安全工作區。

過去，工業級的功率放大器不得不犧牲帶寬來保證單位增益的穩定性。雙極型的設計并非總能滿足要求嚴格的應用（比如本文討論的壓電致動器設計）的線性要求，但在器件采用基于MOSFET的架構，可以改善這種狀況。

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