B型剩余電流保護器不僅能夠?qū)涣魇Ｓ嚯娏鳌⒚}動直流剩余電流進行保護，此外，還能對1000Hz及以下的正弦交流剩余電流、交流剩余電流疊加平滑直流剩余電流、脈動直流剩余電流疊加平滑剩余電流、兩相或多相整流電路產(chǎn)生的脈動直流剩余電流、平滑直流剩余電流確保脫扣，能夠非常好的應(yīng)用在交直流混合微電網(wǎng)中。

Magtron基于iFluxgate技術(shù)的SoC芯片整體方案，為B型漏電保護進行了數(shù)字化集成，為RCCB從傳統(tǒng)的AC型/A型向B型的技術(shù)升級，提供了一套高性價比的B型漏電解決方案，為充電設(shè)備的用電安全提供了更好的保障。

如上文所述，要實現(xiàn)超過8bit的線性度難度極大，但是通過把多個比特的轉(zhuǎn)換分割成MSB和LSB單元，則能夠大大降低核心的復(fù)雜度。通過仔細的設(shè)計，可以從同一個開關(guān)、電阻和電流源建立編碼單元和二進制權(quán)重單元。

簡單的單核心設(shè)計

任何轉(zhuǎn)換器設(shè)計的起點是保證優(yōu)秀的靜態(tài)精度。在混合式分割設(shè)計中，精度由二進制權(quán)重LSB單元的誤差決定。

設(shè)計的目標是提高SFDR并且規(guī)避校準的操作，達到優(yōu)于0.5LSB的性能。需考慮如下三點數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器配置：

1. 2比特編碼器（3段）加10比特權(quán)重段 = 13段

2. 3比特編碼器（7段）加9比特權(quán)重段 = 16段

3. 4比特編碼器（15段）加8比特權(quán)重段 = 23段

初步分析表明配置1是最佳的選擇;它的段數(shù)最少，因此核心區(qū)域最小。但是，它的靜態(tài)精度較差。要理解這一點，請考慮12比特量化器能輸出滿福1V峰峰值，表明LSB量化電壓是244 μV （1Vp-p/4096）。模擬實驗表明9比特權(quán)重段的匹配是125 μV。這比12比特0.5LSB的性能好兩倍，保證單片DAC的工作。但是，因為權(quán)重選項是10比特，無法進一步提高匹配的性能，125 μV是物理性能的極限，所以選項1是不可取的。模擬實驗也表明選項3不可取，因為其對時鐘緩沖的動態(tài)載荷過大。

處理技術(shù)

規(guī)避CMOS制程限制的設(shè)計使得轉(zhuǎn)換路徑更容易實現(xiàn)。這種方案利用Infineon異質(zhì)結(jié)硅鍺碳雙極型工藝實現(xiàn)較高的原始速度。通過引入NPN雙極型晶體管內(nèi)在固有的碳元素，B7HF200工藝允許實現(xiàn)極薄的高度摻雜基極。高轉(zhuǎn)化速度（200GHz Ft）和低阻抗基極是實現(xiàn)DAC高性能的兩個最重要的因素。

這種工藝已經(jīng)在高速和毫米波應(yīng)用中應(yīng)用了超過10年，可用于多種固態(tài)微波器件。

使用四層銅能夠進一步提高B7HF200的速度，適用于低電流密度的連接。銅幫助降低寄生電流，此寄生電流是高速設(shè)計的夢魘。

DAC設(shè)計的秘密

EV12DS460A的卓越性能并不是偶然得到的。自2011推出的較慢速的12bit產(chǎn)品以來，這種架構(gòu)已經(jīng)進化了數(shù)代。即使是早期的產(chǎn)品，性能也是非常優(yōu)秀的，帶寬達到1.5GHz。

設(shè)計過程的重點在于3個通用的設(shè)計原則：

· 驅(qū)動量化器的動態(tài)載荷，減少線長

· 保證工作穩(wěn)定

· 輸出脈沖整形，減少畸變，提高性能

驅(qū)動量化器的動態(tài)載荷

量化器的設(shè)計，部分是可以重用的（圖3）。右邊是包含16個段的量化器，而左邊是采樣時鐘系統(tǒng)的模擬電路。將它們組合起來，連接兩個電路的橋梁是芯片布線產(chǎn)生的Lp和Cp。

簡化EV12DS460A的輸入驅(qū)動

為了支持6到7Gsp的采樣率，時鐘源的抖動要低，瞬變時間要短。當6Gsps采樣率時，時鐘周期只有166ps。保證干凈、快速的瞬變是確保快速量化和采樣的重中之重。但是，在這個設(shè)計中，相對高的量化器滿量程電流被設(shè)置成20mA。為了快速驅(qū)動，需要一個復(fù)雜的驅(qū)動器，包含差分對和輸出電路，其輸出阻抗非常低。

對于這個驅(qū)動器電路，輸出阻抗Zout可以表示為：

Zout = （1/gm + Rbb + Rg）/Beta（f）， 這里 gm 是晶體管跨導(dǎo) （1/gm=1，25 ohms）， Rbb 是輸出阻抗， Rg 是差分對的輸出阻抗， Beta（f）是三極管的動態(tài)電流增益和頻率之間的關(guān)系。

考慮到B7HF200工藝的指標（截止頻率 fT = 200 GHz）， 20GHz時的電流增益Beta（f） 等于10。同時，極低的雙極型晶體管的固有基極阻抗使Rbb 為25歐姆。

Rg 也應(yīng)當是越小越好，但是其不能太小，以避免過多地增大偏置電流，導(dǎo)致功耗變大。大約50歐姆是比較合適的值。

最后，初步估算的輸出阻抗是： Zout = （1.25 + 25+ 50）/10 = ~ 7.5 ohms. 低輸出阻抗是器件快速工作的關(guān)鍵。

為了維持輸出緩沖的300mV的脈沖幅度，需要用300mV驅(qū)動50歐姆的終端 （300mV/50 = 6mA）。 Rg 的進一步優(yōu)化會略微改善阻抗，但其代價是更高的功耗。將 Rg減半，偏置電流會上升到12mA。

減少線長，保證DAC的穩(wěn)定性

下面將討論線長的重要性和它對高速設(shè)計的寄生效應(yīng)的影響。上述設(shè)計的每一個量化器段都只有50μm寬，所以16段的總信號線長是800 μm （16 x 50 μm）。減少線長是非常有用的。

EV12DS460A的全局時間常數(shù)與如下三個因數(shù)有關(guān)：

1. 動態(tài)負載電容 （CL） 大約是 0.5 pF （CL=gm.Tf with gm = ΔI/ΔV = ~ 20mA/25mV .Tf 晶體管前向瞬變時間 = 0.8 ps）

2. 金屬信號線的被動寄生電容（CP）大約是0.5 pF

3. 金屬信號線的被動寄生電感 （LP）大約是 50 pH

在最壞的條件下，全局時間常量ΣT可根據(jù)下式計算：

ΣT = Zout.CL + Zout.CP + LP/Zout， so ΣT = 7.5？。 0.5pF + 7.5 ？.500fF + 50pH/7.5 ？ = 3.75 ps + 3.75 ps + 6.66 ps = ~14 ps

這個時間常量與DAC數(shù)據(jù)的35ps上升和下降時間 （tr/tf）有關(guān)。而且，在這一層級上，tr/tf 分別表示整個時鐘周期（166ps）的少于20%的時間，其能產(chǎn)生足夠快的時鐘邊沿，支持10GHz的初步帶寬估算，達到DAC的設(shè)計目標。

在初步的估算之外，我們使用一些特別的技術(shù)保證DAC的動態(tài)穩(wěn)定性。我們實現(xiàn)最大過沖（+4%）和最小回彈（-2%）的性能。B7HF200工藝提供低阻抗的鍍銅技術(shù)，幫助進一步調(diào)節(jié)和改善芯片的關(guān)鍵節(jié)點。由此產(chǎn)生的優(yōu)異的性能（純凈的6GHz采樣）在圖4中以階躍響應(yīng)的形式表示。

通過輸出脈沖整形提高動態(tài)性能

我們提供四種輸出脈沖整形模式（NRZ， NRTZ， RTZ， RF）以幫助系統(tǒng)設(shè)計師根據(jù)特定的輸出頻帶裁剪DAC的動態(tài)響應(yīng)性能，從而使設(shè)計更加便利。大多數(shù)的量化器畸變與開關(guān)瞬變有關(guān)。任何開關(guān)的毛刺都會疊加在最后的輸出信號上（圖5）。如果能夠移除這些毛刺，輸出的頻譜純凈度將大大提高。

DAC 脈沖整形的概念圖和NRTZ、RF模式的擴展波形為了實現(xiàn)上述的脈沖整形，我們在每個瞬變環(huán)節(jié)的邊緣之前強制把DAC輸出截止為0，可以在NRTZ和RF模式的圖中看到輸出的波形。脈沖整形通過3線串行接口控制，其有兩個用戶可控的參數(shù)：整形脈沖寬度（RPW）和整形脈沖中心（RPB）。如果所有的毛刺都被移除，脈沖中心必然與瞬變邊緣的中心一致。注意，這種技術(shù)犧牲了少量的輸出信號強度（與RPW定義的區(qū)域有關(guān)）。

上文表明脈沖整形帶來的優(yōu)勢。這些數(shù)據(jù)展示了兩種RPW設(shè)置（如果您對信號偏置不了解，請閱讀這里）時橫跨8個奈奎斯特區(qū)間的高達27GHz （采樣率fs = 6 & 7Gsps）的頻譜。注意采樣率的提高顯著地擴展了典型的SINC （sin（x）/x） DAC 輸出特性曲線。

由于波形整形（H3從-57dBm提到到-69dBm），三次諧波的性能提高了+12dB，極大地提高了DAC的性能。為了對比，我們在6Gsps采樣率，F(xiàn)out = 2940MHz的條件下使用有波形整形（NRTZ模式）和無波形整形（NRZ模式）產(chǎn)生如下的頻譜（圖7）。在NRTZ模式下，波形整形帶來的性能提升非常明顯。

?6 GSps，F(xiàn)out = 2940MHz時的單音頻譜，有波形整形和無波形整形

實測的性能

輸出3dB帶寬最大7GHz，采樣率6Gsps保證產(chǎn)生3GHz的瞬時帶寬。有用的輸出功率在X波段非常明顯（圖8a）。曲線表示一個第四奈奎斯特區(qū)間的11950MHz的單音載波，SFDR為50dBc。這里4次諧波主導(dǎo)SFDR。這個載波頻譜是仔細選擇的，為了在X波段的邊沿，使諧波信號更容易被觀察到，因為它們以自然的諧波順序出現(xiàn)。

如果提高載波頻率到K波段（圖8），信號參考設(shè)置為在第8奈奎斯特區(qū)間的23950MHz，2次諧波主導(dǎo)SFDR（-36.5dBc） 。顯然，諧波的純凈度有明顯提高。

這些圖線還包含著其他突出的性能指標。每張圖里都展示了中頻點的非諧波雜散。這些雜散與DAC 4:1輸入多路復(fù)用器的不完全混合信號抑制有關(guān)。這些雜散的峰值在-80dBm，相當好。DAC的底噪大約接近-110dBm。

在實驗室里使用單音或多音的信號測試數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器并不困難。這些測試的結(jié)果并不能完全表明DAC的性能。當今的數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)在大塊帶寬上部署復(fù)雜的模塊，所以我們需要更有效的寬帶測試方法。這時噪聲功率比（NPR）非常有用。它在一個較寬的帶寬上測試DAC，能表明信號如何包含多個非相干窄帶頻率，以及它們在被DAC混合之時如何互相影響和互相干涉。顯然，一款NPR指標接近理想n-bit器件的NPR指標的DAC是非常優(yōu)秀的寬帶器件。

NPR測試通常由一組高斯噪聲功率密度的數(shù)字譜實現(xiàn)。對這個數(shù)字譜在頻域使用（數(shù)字）陷波濾波器將在感興趣的帶寬內(nèi)得到一個“安靜”的區(qū)域。然后把這個數(shù)字譜發(fā)送給DAC，NPR的值通過計算陷波內(nèi)外的功率密度比的平均值得出。對于一個理想的DAC，陷波內(nèi)的信號功率只和量化噪聲有關(guān)。而對于現(xiàn)實的DAC，量化噪聲由熱噪聲、時鐘抖動帶來的噪聲和通道間交調(diào)帶來的噪聲有關(guān)。

7Gsps的采樣率帶來3.150GHz的合成帶寬。NPR是42.6dB，等效的有效位數(shù)（ENOB）為8.6。注意NPR的平坦度一直到3325MHz的位置都相當好。

的第二個NPR特性在22GHz的范圍內(nèi)復(fù)制了3.150/2.700GHz的NPR譜。這時DAC的采樣率為7/6Gsps，工作模式是RF模式。這些圖線表明提高采樣率帶來的優(yōu)勢之一。它不僅影響DAC產(chǎn)生的最大瞬時帶寬，還擴展了高奈奎斯特區(qū)間的SINC特性和輸出功率。

其他尖端的DAC

德州儀器最近有一款14bit 8.9Gsps RF DAC，使用40nm CMOS工藝，支持4G LTE的應(yīng)用。它的SFDR在8.9Gsps（Fout = 4300MHz）時是50dBc［3］。雖然這款DAC可以支持8.9Gsps的采樣率，但是沒有任何超過4300MHz的測試數(shù)據(jù)，而絕大多數(shù)的微波頻段都超過4300MHz。

Analog Devices公司也在開發(fā)一款11/16bit， 12Gsps的DAC （AD9161/AD9162），其RF模式（也叫作混合模式）下的采樣率能達到12Gsps。在RF模式下，因為每半個時鐘周期數(shù)據(jù)會反向，似乎DAC在以12Gsps的采樣率采樣。而對于RF模式下的EV12DS460A （圖5），數(shù)據(jù)反向被沒有被考慮進標稱的采樣率（6Gsps）。因此，EV12DS460A和AD9161/62的采樣率是相同的。這一點也可以由3GHz的瞬時帶寬證明。

Analog Devices的器件在前兩個奈奎斯特區(qū)間的最佳的SFDR是65dBc （Fclock = 5Gsps， Fout = 4000MHz）。但是，其性能在超過7500MHz的位置急劇下降。輸出功率在Fout = 7500MHz時只有 -66dBm，因此它無法在X波段和K波段很好地工作。

結(jié)語

EV12DS460的發(fā)布給微波工程師帶來一款帶寬從DC一直到K波段頻率的寬帶DAC。雖然這款器件并不是唯一的Gsps采樣率的DAC，但是如同上文所述，它是第一款合成帶寬跨多個奈奎斯特區(qū)域，同時保持優(yōu)秀的頻譜純度的DAC。它為全新的毫米波應(yīng)用開拓了一個激動人心的新領(lǐng)域。