0引言

下變頻是把射頻微波信號通過下混頻變換至中低頻來進行后端處理，是現代通信接收系統接收機中必不可少的部件，廣泛應用于微波毫米波通信、雷達、遙感以及偵察與電子對抗等現代電子系統中。至今各種射頻微波系統中幾乎都采用了集成電路下變頻器，主要是因為集成式下變頻器體積小、性能穩定可靠、一致性好，可以適應各種特殊應用。

本文在K波段設計了一款集成下變頻組件，分別完成了多個部件的仿真計算，最終集成仿真的結果較好的滿足了設計要求。

1整體方案設計

本文設計的K波段下變頻器的主要技術指標為：RF頻率為19.5 GHz～21.5 GHz；IF頻率為900 MHz～1 500MHz；3階交調≥30dBc；增益平坦度≤±1dB；P1≥5 dBm；變頻增益≥10 dB。

同時，在達到上述技術指標的前提下，力求達到小型化的要求。

根據上述需實現的技術指標和功能，K波段下變頻器由以下幾個部分組成：鏡像抑制濾波器、混頻器、二倍頻器、增益放大器、本振濾波器、中頻放大器，其總體實現框圖和電平分配如圖1所示。在總體方案中，本振信號先經過一個有源二倍頻器變頻放大，然后經增益放大器和濾波器放大后，接入混頻器的本振口；射頻信號經鏡頻抑制濾波器后，接入混頻器的射頻口；兩路信號經混頻器混頻至中頻輸出，考慮到組件變頻增益等要求，在中頻輸出端加入了一個中頻放大器。

2分部件仿真

2.1倍頻放大鏈

如圖1所示，倍頻放大鏈包括有源二倍頻器、增益放大器、帶通濾波器，為混頻器提供穩定的本振輸入功率。

二倍頻管芯采用NEC公司的HEMT管NE-32400；介質基片采用Rogers公司的Duriod5880，介電常數εr=2.2，基片厚度H=0.254 mm。根據管子的特性，在軟件中對偏置電壓進行掃描，得出最佳的偏置電壓，從而確定管子的靜態工作點：Vgs=-1 V，Vds=2 V。圖2是在輸入頻率9.6 GHz、輸入功率7 dBm時的輸出頻譜。該倍頻器提高了二次諧波的輸出功率，大大抑制了基波和其他諧波的輸出。

增益放大器采用UMS公司的EC2612，該pHEMT管的相關增益在18 GHz達到了12 dB。由于該器件在工作頻帶內不是絕對穩定，設計了負反饋電路來保證管芯的絕對穩定。圖3和圖4分別是放大器的增益和駐波比仿真結果，放大器的增益在8.8 dB～9 dB，平坦度在±0.1 dB之間，駐波比小于1.5。

倍頻鏈中還包括一個帶通濾波器，按照圖l的電平分配，設計一個5級微帶線耦合帶通濾波器，其中心頻率為19.3 GHz，相對帶寬為8％，設計版圖見圖5。

在圖中可見，濾波器的帶內插損約1 dB，通帶內S11最差為-25 dB。把得到的原理圖導人版圖進行濾波器Momentum版圖級仿真，仿真結果見圖7，帶內差損小于2.2 dB，相對原理圖仿真結果有一定惡化。

將上述3個分部件電路級聯仿真，圖8是在輸人中心頻率9.6 GHz、輸入功率7 dBm時的倍頻放大鏈的輸出頻譜圖。由圖中可看出，倍頻鏈對基波抑制很大，二次諧波輸出功率約為16 dBm。

2.2 K波段混頻器

根據下變頻組件的方案電平分配，這里設計了一個單平衡結構的混頻器，選用Alpha公司的型號為DMK2790的肖特基勢壘二極管。

固定射頻中心頻率20.5 GHz，本振中心頻率19.3 GHz，射頻功率-20 dBm。對本振功率掃描，如圖9所示，匹配后變頻損耗在6 dB附近。固定本振頻率19.3 GHz，本振功率15 dBm，射頻功率-20 dBm。

對射頻頻率進行掃描，由圖10可知，變頻損耗在7.5 dB附近。固定射頻頻率為20.5 GHz，本振頻率19.3 GHz，本振功率15 dBm。對射頻功率掃描，由圖11所示，當射頻功率7 dBm時，混頻器達到1 dB壓縮點。固定射頻頻率20.5 GHz，本振頻率19.3 GHz，射頻功率-20 dBm，本振功率15 dBm，中頻端口輸出頻譜如圖12所示，在中頻輸出端接入低通濾波器后，在隔離度上對混頻器有較大的改善。

固定本振頻率19.3 GHz，本振功率15 dBm，射頻功率1 dBm，射頻信號分別為20.505 GHz和20.495 GHz，兩者幅度相同，頻率相差10 MHz。經混頻器混頻后，輸出頻譜如圖13所示，經混頻后不僅輸出有1.195 GHz和1.205 GHz兩個中頻信號，且由于非線性特性產生1.185 GHz和1.215 GHz兩個交調信號。

此時，3階交調系數約為-7.6+39.4=31.8 dBc；3階輸出截止點約為8.3 dBm。

3系統集成設計

由系統方案框圖可知，除以上完成設計的分部件，整個下變頻組件還包括中頻放大和射頻濾波部分。這里，中頻放大器選用Mini-circuits公司的ERA-8SM，它的工作頻段為DC-2 GHz，增益大于25 dB，在2 GHz時1 dB壓縮點為12.5 dBm，噪聲系數為3.1 dB，3階交調截止點為25 dBm。

在射頻端口加入一個帶通濾波器，對鏡頻進行抑制。由于鏡頻頻率是2ωL-ωs，所以混頻器的鏡頻是17.7 GHz～18.5 GHz。該帶通濾波器仍采用5階平行耦合線來實現。通過仿真計算，保證該濾波器的鏡頻抑制度大于20 dB。

對整個組件進行級聯仿真，并進行版圖設計和仿真。當輸入射頻頻率為20.5 GHz、本振頻率9.7 GHz時，對本振功率進行掃描，當本振功率在5～10 dBm時，變頻增益為18.2 dB～18.5 dB，如圖14所示。圖15和圖16分別是本振和中頻端口的駐波比，由圖所示駐波比均小于2。

當本振頻率9.3 GHz、本振功率7 dBm時，對輸入射頻頻率進行掃描，如圖17所示，變頻增益在16 dB左右，增益平坦度在±1 dB之間。

當本振頻率10 GHz、本振功率7 dBm時，對輸入射頻頻率進行掃描，如圖18所示，變頻增益在16 dB左右，增益平坦度在±1 dB之間。

圖19給出了整個K波段下變頻組件的版圖，經合理布局，整個組件版圖控制在47.5 mm×28 mm之內，較好地達到了小型化的要求。

4結束語

本文設計了一個小型化K波段下變頻組件，其中倍頻器采用有源二倍頻方案，濾波器采用平行耦合線結構，混頻器采用混合環單平衡混頻結構。本文給出了上述部件的仿真結果和整個組件的仿真結果，都較好地滿足了設計指標；并給出了整個組件的最終加工版圖，整個組件尺寸控制在47.5 mm×28 mm內。

編輯：jq