隨著數字電路向高集成度、高性能、高速度、低工作電壓、低功耗等方向發展，數字電路中的△I噪聲的特性和抑制△I噪聲的技術成為一個亟待系統、深入研究的領域。

　　△I噪聲的產生過程及其基本特點表明[1,2]：△I噪聲是由數字電路的電路結構和工作過程決定的，恰當的電路設計只能在一定程度上減小(而不可能消除)△I噪聲。△I噪聲是數字電路固有的。數字電路中不同單元產生的△I噪聲會發生疊加，電路的規模越大，疊加出現的可能性越大，造成的電流尖峰脈沖越強;△I噪聲是寬帶噪聲源，頻譜寬度主要由電路的速度決定，速度越高，頻譜范圍越寬;△I噪聲同時產生傳導騷擾和輻射騷擾，電路的速度越高，輻射發射越強。

　　本文在△I噪聲的產生過程及其基本特點的基礎上，研究△I噪聲的主要危害。

　　1電源電壓波動

　　1.1寄生電阻引起的電源電壓波動

　　數字IC內部和數字系統中都有電源分配網絡。電源分配網絡的導線都有寄生電阻。電源電流尖峰脈沖(△I噪聲)通過電源分配網絡時，會產生歐姆電壓降。從而引起電源電壓波動。

　　對數字IC內部的電源分配網絡，以目前流行的“Vanilla” 0.25μm CMOS工藝為例，考慮一條長2cm的電源線(VDD)或地線(IC內部互連線)，其上每1μm寬度的電流為1mA。這一電流密度接近于一條鋁線所能承受電流的最大值，原因是電遷移(electronmigration)的影響[3]。該導線(1μm寬度)的電阻為1kΩ。一個1mA/μm的電流將導致1V的電壓降。這一電源電壓波動將降低噪聲容限，并使電路各點的邏輯電平與離開電源端的距離有關。

　　如圖1所示，把一個離電源引線和地引線都很遠的反相器連接到一個接近電源的器件上。由于電源地線上的電壓降IR(歐姆電壓降)引起的邏輯電平差可能使晶體管TN部分導通，可能引起一個預充電的節點X意外放電。如果連接的門是靜態的，則有可能引起靜態功耗。

　　總之，來自片上邏輯電路和存儲器及輸入/輸出(I/O)引線上的電流脈沖會造成電源分配網絡上產生電壓降，這是片上電源噪聲的主要來源。除了造成可靠性降低的風險外，電源網絡的歐姆電壓降也會影響系統的性能，因為電源電壓的一個很小的下降都可能造成延時的明顯增加。

　　無論是數字IC內部的電源分配網絡的導線(目前多用鋁)，還是數字系統中的電源分配網絡的導線(一般用銅)，都存在趨膚效應(skin effect)。趨膚效應使導線的有效導電截面積隨信號頻率的升高而減小，使導線的電阻隨信號頻率的升高而增大(

　　由于△I噪聲是寬帶噪聲源，所以趨膚效應會使電源分配導線的電阻顯著變大(相對于直流電阻)，進而使歐姆電壓降顯著變大。

　　1.2 寄生電感引起的電源電壓波動

　　電源分配網絡還有寄生電感，數字IC的電源地線也有寄生電感。

　　電源電流尖峰脈沖(△I噪聲)通過電感時，會產生感應電壓，從而引起電源電壓波動。

　　單個TTL反相器引起的電源電流尖峰脈沖最小值約為30mA[1,2]，設門電路的狀態轉換時間為2ns，設電源地線的寄生電感L=500nH，則引起的電源電壓波動為:

　　這樣高的尖峰脈沖電壓通過邏輯器件之間的驅動線耦合到其他邏輯器件的輸入端，幅值很可能超過TTL系列輸入低電平的上限值0.8V，從而造成邏輯電路的誤動作。

　　CMOS數字IC中電源電流尖峰脈沖(△I噪聲)經封裝寄生電感引起的電源電壓波動如圖2所示。圖中電路是數字IC輸出壓焊塊驅動器(output pad driver)的最后一級，它驅動一個10pF的負載電容，電壓擺幅(voltage swing)為2.5V。反相器的尺寸設計成使輸出信號的上升時間和下降時間(tr和tf)等于1ns。由于電源和接地線是通過電源引線連到外部電源上的，所以兩根連線都具有一個寄生串聯電感L。對于傳統的穿孔(through-hole)封裝技術，其電感一般為2.5nH左右。為簡化分析，假設反相器的作用像一個電流源，以不變的電流充(放)電負載電容。為達到1ns的輸出上升時間和下降時間，所需要的平均電流為：

　　Iav=[10pF×(0.9-0.1)×2.5V]/1ns=20mA

　　當這一情形發生在緩沖器輸入端并由一個很陡的階躍函數來驅動時，若tf=50ns，則仿真得到突變的電流變化可在寄生電感上引起高達0.95V的尖峰電壓。事實上，如果這一電壓降本身不能使翻轉變慢和降低對電流的要求，它的值會更大。然而，如此大的電源電壓波動是不能允許的。

　　在一個實際的電路中，單個電源引線常常用于許多門或輸出驅動器。這些驅動器同時切換會引起更為嚴重的瞬態電流和電壓降。結果，內部電源電壓與外部電源電壓有相當大的偏差。例如，如果一條輸出總線的16個輸出驅動器的電源線都連到同一條封裝引線上，則它們同時切換時會引起至少1.1V的電壓降。

　　1.3 電源電壓波動與時鐘抖動

　　時鐘是數字系統的核心之一。時鐘的產生與分布對系統的性能和功耗都有顯著影響。時鐘偏差(clock skew)和時鐘抖動(clock jitter)[6]是主要問題，它們會導致數字系統的性能下降或工作出錯。然而，電源電壓波動是引起時鐘分布網絡中抖動的主要原因[7]。

　　從上述分析可見，△I噪聲會引起電源電壓波動。電源電壓波動造成的不良后果是多方面的、是嚴重的。考慮到數字電路的規模越來越大及△I噪聲的疊加性，這一問題會變得更加嚴重。

　　一個數字系統要求對各個門電路提供穩定的電源電壓。為了確保正常工作，電源電壓的波動應控制在幾百毫伏以內。所以，電源電流尖峰脈沖問題，已成為現代數字設計中必須解決的關鍵問題之一。

　　2電路內部噪聲

　　在模擬電路中，外界噪聲通常是關注的重點。而對于數字電路，則內部噪聲最值得關注。一般來說，產生內部噪聲源的原因包括地線噪聲、電源線噪聲、傳輸線(transimission line)反射、串擾(crosstalk)等，其中最重要的噪聲源是地線噪聲和電源線噪聲。

　　2.1 地線噪聲

　　由△I噪聲產生過程的分析可知，負載電容CL在放電時引起電流尖峰脈沖，該電流尖峰脈沖流經接地線。由于接地線存在寄生電感，所以電流尖峰脈沖流經接地線時，便產生噪聲電壓，即地線噪聲(接地線還有寄生電阻，但相對于寄生電感引起的噪聲而言，其引起的噪聲要小得多，可以不予考慮)。

　　實際上，由兩個晶體管同時導通引起的電流尖峰脈沖也流經接地線，但由于相對于負載電容CL放電引起的電流尖峰脈沖而言，該電流尖峰脈沖要弱得多，所以在分析電流尖峰脈沖在接地線上引起的噪聲時，該電流可以不予考慮。

　　為方便起見，在具體分析地線噪聲的產生與危害時，可將邏輯電路等效為圖3所示的形式。

　　當開關2 接通時，負載電容CL對地放電。隨著上電壓的下降，其存儲的電荷流向地，在接地回路上形成一個電流尖峰脈沖，記作Idischarge。

　　隨著放電電流建立然后衰減，這一電流變化通過接地引腳的電感起作用，在器件外的系統地平面與封裝內的地之間感應產生了一個電壓VGND，其大小為:

　　與滿幅值的輸出電壓相比，VGND通常較小。它不會嚴重影響發送信號，但會嚴重干擾負載，影響對信號的接收。因為對接收電路而言，VGND脈沖就像是直接疊加在輸入信號上的噪聲。

　　以上是TTL電路的情況。雖然CMOS電路的拓撲(topology)結構不同，但噪聲脈沖的概念是一樣的。

　　如果同一芯片上的N個容性負載相應的N路輸出同時轉換，則會得到N倍的地電流，于是噪聲脈沖的增大也接近N倍。

　　地線噪聲可能破壞數字系統的正常工作。例如參考文獻[4]中所述，一個TTL 八D觸發器，由單一時鐘輸入，驅動一組32個存儲器的芯片組。以每條輸入線5pF負載電容計算，每條地址線的容性負載為160pF。分析可知，地線噪聲可能引起雙重觸發(誤觸發)。然而，從外部觀測時鐘輸入，顯示的是一個完全干凈的信號，錯誤只出現在器件封裝內部。

　　測試表明，74HC174(四觸發器)中單個觸發器輸出跳變引起噪聲脈沖VGND大約為150mV，而在74F174上引起的噪聲脈沖VGND是400mV。進一步分析可知，這樣大的脈沖足以引起嚴重問題。

　　在工程實踐中，可用下式估算噪聲脈沖VGND的大小：

　　式中，tr(f)為邏輯器件的上升(或下降)時間(10%~90%轉換時間)，△V為轉換電壓。tr(f)和△V的大小取決于邏輯電路系列的性能指標，計算時取典型值。

　　實際上，這種地線噪聲已成為現代數字系統中的主要噪聲源之一，其危害往往嚴重而復雜。除了上面的示例外，邊沿觸發器的輸入線(如復位和中斷服務線)也特別容易受到地線噪聲的影響。地線噪聲引起的EMI輻射已成為一些數字電子產品不能通過相關的EMC強制測試認證的主要原因之一。

　　2.2 電源線噪聲

　　由于電源分配網絡有寄生電感和寄生電阻，因而當△I噪聲電流流過時，便產生噪聲電壓(自感電壓和歐姆電壓降)，即電源線噪聲。

　　對數字IC而言，電源線噪聲是電源噪聲的主要來源。

　　電源線噪聲會引起電源電壓波動。電源電壓波動帶來的危害在本文的前面已討論過，故不贅述。

　　在數字系統中，地線噪聲的影響較電源線噪聲的影響大。因為電源線噪聲可以通過合理使用去耦電容器(decoupling capacitor)予以有效控制，而地線噪聲無法通過去耦的方法來解決。

　　3 輸出波形畸變和延時增加

　　3.1 輸出波形畸變

　　TTL反相器負載電容CL的放電回路的等效電阻Req很小[1,2]，這個回路就成為一個高Q值的RLC串聯電路，容易產生振蕩，引起邏輯門的輸出波形畸變(振鈴，ringing)，甚至使輸出電壓從正電壓變成負電壓。實際上，負載電容CL充電時，充電回路也形成一個RLC串聯諧振電路，但由于R4相當于串聯諧振電路中的一個阻尼電阻(damping resistor)，所以該串聯諧振電路引起的振鈴不嚴重，通常不予考慮。

　　振鈴幅度足夠大時，就會在負載電路(接收端)的輸入端產生非法的電平過渡，使傳送的信息出錯，并可能出現影響邏輯設計的寄生邏輯狀態。在有些情況下，振蕩幅度可能超過電壓的極限值，造成器件損壞[8]。

　　3.2 延時增加

　　△I噪聲引起電源電壓降低。由反相器的電路結構和工作原理可知，電源電壓降低使反相器的驅動能力降低，進而使反相器的延時增加。

　　由于數字電路的輸出端一般都有緩沖器，緩沖器與反相器的結構和性能基本相同，所以△I噪聲將使數字電路的延時增加。而且，由于△I噪聲在電源分配網絡的不同位置引起的電源電壓下降不同，所以對不同位置的緩沖器造成的延時增加也不同，這將使對數字電路的時序分析變得更加復雜。

　　4 功耗增加

　　4.1 TTL反相器功耗增加

　　根據TTL反相器電源電流尖峰脈沖波形[1,2]，可求得電源電流尖峰脈沖引起的功耗增加。在計算時，因輸出電平由高向低轉換的過程中產生的電源電流尖峰脈沖相對很小，故忽略不計。

　　為簡化計算，可將電流尖峰脈沖近似為三角形脈沖，并認為尖峰電流的持續時間等于傳輸延遲時間tPHL。如果每個周期中輸出高、低電平持續的時間相等，在考慮電源電流尖峰脈沖的影響之后，電源電流的平均值將為:

　　式中，IL為輸出為低電平時的電源電流，IH為輸出為高電平時的電源電流，IP為電源電流尖峰脈沖的峰值，f為輸入信號的頻率，tPLL為門電路的傳輸延遲時間。

　　式(4)中第2項為電源電流尖峰脈沖引起的電源平均電流增加。

　　對于TTL反相器，已算出IL≈3.4mA、IH≈1mA和Ip=34.7mA[1,2]，并知tPLL=15ns。若輸入電壓信號為f=5MHz的矩形波，且占空比(duty cycle)為50%，將相關數據代入式(4)，可求得此時電源電流的平均值為ICCAV=3.37mA。這個結果比單純地用IL和IH平均所得到的數值增加了53%。

　　4.2 CMOS反相器功耗增加

　　根據CMOS反相器瞬時導通電流的波形[1,2]，可求得CMOS反相器瞬時導通電流引起的功耗。

　　為簡化計算，可將電流脈沖近似為三角形脈沖，且認為反相器的上升和下降響應是對稱的。在這樣的假定下，可求得平均功耗為:

　　式中，IP為電源電流尖峰脈沖的峰值，tT=t2-t1=t4-t3為TP和TN同時導通的時間，f為輸入信號的頻率。

　　根據CMOS反相器對負載電容充、放電電流的波形，可求得iP和iN所產生的平均功耗為[1,2]:

　　式中, iP、iN分別表示負載電容CL充、放電電流。

　　CMOS反相器的動態功耗比靜態功耗大得多，一般情況下，靜態功耗可以不予考慮。

　　例如，對一個專門的CMOS反相器，VDD=15V，靜態電源電流IDD≤1μA，負載電容=60pF。輸入信號為理想的矩形波，頻率f=100kHz。據式(6)可得PC=CL f V2DD=1.35mW，而靜態功耗為PS=IDDVDD=0.015mW,顯然，PC>>PS。

　　值得注意的是，隨著數字IC的發展，頻率f(工作速度)不斷提高。同時，數字IC中門的數目越來越多，芯片上總電容(CL)也在增加。這都將引起功耗進一步增大。

　　從上述分析可見，△I噪聲會引起數字電路的功耗明顯增加，且隨著數字電路向高速度和大規模方向的不斷發展，這一問題會越來越突出，已逐步成為數字設計的關鍵問題之一。

　　5 輻射發射

　　對△I噪聲引起的輻射發射，小環天線方式是主要的。

　　設小環天線的環路面積為A、電流大小為I、電流頻率為f，則在距離為r處的自由空間的輻射電場強度為[9,10]:

　　式(8)表明，小型環狀天線的輻射強度與電流大小I、電流頻率的平方及環路面積A成正比。

　　由△I噪聲的基本特點可知， △I噪聲引起的輻射發射十分復雜，與很多具體因素有關，定量計算是很困難的。為了對△I噪聲引起的輻射發射的強度有一個定量的概念，作如下分析。

　　利用式(8)解環路面積A，可得到不超過標準發射限值的最大環路面積。面積A可表示為:

　　式中, ER表示輻射電場強度(μV/m)，r表示環路與測量點的距離(m)，f為電流頻率(MHz)，I為電流大小(mA)，A為環路面積(cm2)。

　　對一個TTL反相器，若取I=35mA，f=30MHz，r=3m，ER=100μV/m，則由式(9)可求得A=3.6cm2。

　　r=3m時ER=100μV/m是美國FCC(Federal Communications Commission)標準B類產品(住宅應用)所允許的輻射限值。也就是說，當I=35mA、f=30MHz時，若A>3.6cm2，則輻射超標。

　　若再考慮到△I噪聲具有疊加性，以及數字電路的速度越來越高，則△I噪聲引起的輻射發射問題更為嚴重。現在△I噪聲引起的輻射發射已成為很多數字系統(電子產品)難以通過EMC強制測試認證的主要原因。

　　△I噪聲主要引起數字系統的電源電壓波動、電路內部噪聲、輸出波形畸變和傳播延遲、功耗增加、輻射騷擾等嚴重問題。這些危害集中體現在兩個方面。一方面會導致系統本身性能下降、工作出錯甚至完全失效。對系統本身造成的危害一般是多方面的，且往往相互交錯。另一方面會導致系統的輻射發射超標。輻射發射超標已成為很多數字系統(電子產品)不能通過EMC強制測試認證的主要原因。

　　△I噪聲的危害，與很多具體因素有關，一些危害相互交錯、相互影響，很難對它們進行簡單地分類。所以，目前對其建模與仿真尚在研究階段，是EDA技術中最困難的問題之一。