本文介紹如何滿足高性能基站（BTS）接收機對半中頻雜散指標的要求。為達到這一目標，工程師必須理解混頻器的IP2與二階響應之間的關系，然后選擇滿足系統級聯要求的RF混頻器?；祛l器數據手冊以二階交調點（IP2）或2x2雜散抑制指標的形式表示二階響應性能。本文通過介紹這兩個參數之間的關系，說明接收機設計以及如何確定總體半中頻雜散指標。以MAX19997A的IP2與2x2關系為例，這是一款用于E-UTRA LTE接收機的有源混頻器。

混頻器諧波

在超外差接收機電路中，混頻器將高頻RF信號轉換到較低中頻（IF），該過程稱為下變頻?；祛l器中，如果輸出頻率為射頻輸入頻率減去本振（LO）輸入頻 率，稱為低邊注入（LO頻率低于RF頻率）；如果輸出頻率為LO頻率減去RF頻率，則稱為高邊注入。下變頻過程可由下式表示：

fIF= fRF - fLO= - fRF+ fLO

式中，fIF為混頻器輸出端口的中頻；fRF為加至混頻器RF端口的RF信號；fLO為加至混頻器LO端口的LO信號。

理想情況下，混頻器的輸出信號幅值和相位與其輸入信號的幅值和相位成比例，與LO信號無關。在這一假設前提下，混頻器幅值響應與RF輸入信號成線性關系，也與LO信號幅值無關。

然而，由于混頻器的非線性特性，將產生所不希望的混頻產物，稱為雜散響應。雜散響應是由混頻器RF端口輸入的干擾或噪聲信號引起的，在IF頻率產生響應。 到達RF輸入端口的干擾信號可能沒有在所規定的RF帶寬內，但也會造成麻煩。這類信號通常具有足夠高的功率，混頻之前的RF濾波器不能對其實施足夠衰減， 使其引起額外的雜散響應，直接影響到所要求的IF信號，混頻原理可表示為：

fIF= m fRF -n fLO= - m fRF + n fLO

注意，m和n為RF和LO頻率的整數次諧波，通過混頻產生格中雜散產物組合。通常情況下，這些雜散分量的幅值隨m或n的增大而減小。

已知相應的RF輸入頻率范圍，謹慎規劃頻率，選擇適當的IF及相應的LO頻率。仔細規劃頻率非常重要，因為它有助于減少混頻后落入有效信號頻帶的干擾，這 些干擾源會直接影響接收器性能。對于寬帶系統，頻率規劃時避免雜散混頻產物更加困難，需要利用濾波器抑制那些可能落入IF頻帶的帶外（OOB） RF信號?；祛l器之后的IF濾波器的選擇性限定在只允許通過有效信號頻率，由此，在信號進入最終檢測器之前（混頻器之后）對雜散響應進行衰減。IF濾波器 不會衰減IF帶內的雜散響應。

許多類型的平衡混頻器將抑制m或n為偶數的雜散成分。理想的雙平衡混頻器抑制m或n（或兩者）為偶數的所有諧波分量。雙平衡混頻器中的IF、RF和LO端 口彼此隔離，使LO泄漏降至最小，并提供固有的RF至IF隔離。雙平衡混頻器設計能夠提供最佳的線性特性，降低每個端口的濾波器衰減要求。

半中頻雜散頻率分布

2階雜散響應（被稱作半中頻，1/2 IF）是一種非常棘手的特殊雜散信號?；祛l器中，當m = 2,n = -2時稱為低邊LO注入；m = -2,n = 2時，稱為高邊LO注入（圖1）。對于高邊注入，產生半中頻雜散響應的輸入頻率比所要求的RF信號頻率高fIF/2.

例如，所要求的RF中心頻率為2510MHz （E-UTRA上行鏈路信道號39790）。該RF頻率與2860MHz LO頻率混頻后，產生IF頻率為350MHz.本例中，2685MHz為不希望出現的信號（或阻塞信號），產生350MHz的半中頻雜散分量。對于低邊注入，產生半中頻雜散的輸入頻率比所要求的LO頻率高fIF/2.

圖1:E-UTRA高邊LO注入示例，顯示了所要求的fRF、fLO、fIF和不希望出現的fHALF-IF頻率分布。

假設：

●fRF中心頻率 = 2510MHz

●fLO= 2860MHz

●fIF = fLO- fRF= 2860MHz - 2510MHz = 350MHz

計算造成雜散響應的阻塞頻率：

fHALF-IF= fRF+ fIF/2 = 2685MHz

檢查算法以驗證半中頻阻塞或雜散頻率：

2 × fLO - 2 × fHALF-IF = 2 × （fRF + fIF） - 2 × （fRF+ fIF/2） = 2fRF+ 2fIF- 2fRF- fIF= fIF

這造成半中頻雜散頻率產生不希望的IF雜散信號：

2 × 2860MHz - 2 × 2685MHz = 350MHz

接收器的IP2

如果器件數據手冊沒有直接給出2x2雜散響應的抑制度，則可從混頻器的IP2指標推導。假設：只有RF和LO的基波分量施加在混頻器端口，諧波失真僅由混頻器自身產生。

RF通路的鏡頻抑制濾波器會在混頻器前端抑制任何不希望出現的RF放大器諧波；LO通路的噪聲濾波器對LO注入產生的諧波進行抑制。強輸入信號無論是在器 件或系統的輸入或輸出端都會產生失真或交調產物，這些產物可通過計算交調（IP）進行量化。輸入交調計算中假定有用信號的幅值與干擾信號分量的輸入幅值相 同。如果混頻器LO功率保持恒定，IP或失真產物的階數僅由RF的倍乘（而非LO倍乘）決定，這是因為我們僅考慮RF信號的變化，階數代表失真產物的幅值 隨輸入電平的上升而增加的快慢。例如，由于成平方關系，當輸入信號增大1dB時，2階交調（IM）產物的幅值增加2dB. 半中頻雜散功率水平

以下討論以MAX19997A下變頻混頻器為例，從數據手冊的交流電氣特性規格中可以查到以下指標：

●RF雜散功率為-5dBm （2685MHz）

●LO電平設置為+0dBm （2860MHz）

●典型2LO - 2RF雜散響應比RF載波電平低64dB,單位為dBc;64dBc指2階交調抑制比（IMR2）。

●計算得到：PSPUR= -5dBm + （-64dBc） = -69dBm.

MAX19997A如此優異的2x2性能在其輸入形成以下等效的IP2性能（IIP2）：

IIP2 = 2 × IMR2 + PSPUR= IMR2 + PRF

= 2 × 64dBc + （-69dBm） = 64dBc + （-5dBm）