本文介紹如何滿足高性能基站(BTS)接收機對半中頻雜散指標的要求。為達到這一目標，工程師必須理解混頻器的IP2與二階響應之間的關系，然后選擇滿足系統級聯要求的RF混頻器。混頻器數據手冊以二階交調點(IP2)或2x2雜散抑制指標的形式表示二階響應性能。本文通過介紹這兩個參數之間的關系，說明接收機設計以及如何確定總體半中頻雜散指標。以MAX19997A的IP2與2x2關系為例，這是一款用于E-UTRA LTE接收機的有源混頻器。

混頻器諧波

在超外差接收機電路中，混頻器將高頻RF信號轉換到較低中頻(IF)，該過程稱為下變頻。混頻器中，如果輸出頻率為射頻輸入頻率減去本振(LO)輸入頻率，稱為低邊注入(LO頻率低于RF頻率)；如果輸出頻率為LO頻率減去RF頻率，則稱為高邊注入。下變頻過程可由下式表示：

fIF= fRF - fLO= - fRF+ fLO

式中，fIF為混頻器輸出端口的中頻；fRF為加至混頻器RF端口的RF信號；fLO為加至混頻器LO端口的LO信號。

理想情況下，混頻器的輸出信號幅值和相位與其輸入信號的幅值和相位成比例，與LO信號無關。在這一假設前提下，混頻器幅值響應與RF輸入信號成線性關系，也與LO信號幅值無關。

然而，由于混頻器的非線性特性，將產生所不希望的混頻產物，稱為雜散響應。雜散響應是由混頻器RF端口輸入的干擾或噪聲信號引起的，在IF頻率產生響應。到達RF輸入端口的干擾信號可能沒有在所規定的RF帶寬內，但也會造成麻煩。這類信號通常具有足夠高的功率，混頻之前的RF濾波器不能對其實施足夠衰減，使其引起額外的雜散響應，直接影響到所要求的IF信號，混頻原理可表示為：

fIF= m fRF -n fLO= - m fRF + n fLO

注意，m和n為RF和LO頻率的整數次諧波，通過混頻產生格中雜散產物組合。通常情況下，這些雜散分量的幅值隨m或n的增大而減小。

已知相應的RF輸入頻率范圍，謹慎規劃頻率，選擇適當的IF及相應的LO頻率。仔細規劃頻率非常重要，因為它有助于減少混頻后落入有效信號頻帶的干擾，這些干擾源會直接影響接收器性能。對于寬帶系統，頻率規劃時避免雜散混頻產物更加困難，需要利用濾波器抑制那些可能落入IF頻帶的帶外(OOB) RF信號。混頻器之后的IF濾波器的選擇性限定在只允許通過有效信號頻率，由此，在信號進入最終檢測器之前(混頻器之后)對雜散響應進行衰減。IF濾波器不會衰減IF帶內的雜散響應。

許多類型的平衡混頻器將抑制m或n為偶數的雜散成分。理想的雙平衡混頻器抑制m或n(或兩者)為偶數的所有諧波分量。雙平衡混頻器中的IF、RF和LO端口彼此隔離，使LO泄漏降至最小，并提供固有的RF至IF隔離。雙平衡混頻器設計能夠提供最佳的線性特性，降低每個端口的濾波器衰減要求。

半中頻雜散頻率分布

2階雜散響應(被稱作半中頻，1/2 IF)是一種非常棘手的特殊雜散信號。混頻器中，當m = 2，n = -2時稱為低邊LO注入；m = -2，n = 2時，稱為高邊LO注入(圖1)。對于高邊注入，產生半中頻雜散響應的輸入頻率比所要求的RF信號頻率高fIF/2。

例如，所要求的RF中心頻率為2510MHz (E-UTRA上行鏈路信道號39790)。該RF頻率與2860MHz LO頻率混頻后，產生IF頻率為350MHz。本例中，2685MHz為不希望出現的信號(或阻塞信號)，產生350MHz的半中頻雜散分量。對于低邊注入，產生半中頻雜散的輸入頻率比所要求的LO頻率高fIF/2。

? ? ? ? 圖1：E-UTRA高邊LO注入示例，顯示了所要求的fRF、fLO、fIF和不希望出現的fHALF-IF頻率分布。

假設：

●fRF中心頻率 = 2510MHz

●fLO= 2860MHz

●fIF = fLO- fRF= 2860MHz - 2510MHz = 350MHz

計算造成雜散響應的阻塞頻率：

fHALF-IF= fRF+ fIF/2 = 2685MHz

檢查算法以驗證半中頻阻塞或雜散頻率：

2 × fLO - 2 × fHALF-IF = 2 × (fRF + fIF) - 2 × (fRF+ fIF/2) = 2fRF+ 2fIF- 2fRF- fIF= fIF

這造成半中頻雜散頻率產生不希望的IF雜散信號：

2 × 2860MHz - 2 × 2685MHz = 350MHz

接收器的IP2

如果器件數據手冊沒有直接給出2x2雜散響應的抑制度，則可從混頻器的IP2指標推導。假設：只有RF和LO的基波分量施加在混頻器端口，諧波失真僅由混頻器自身產生。

RF通路的鏡頻抑制濾波器會在混頻器前端抑制任何不希望出現的RF放大器諧波；LO通路的噪聲濾波器對LO注入產生的諧波進行抑制。強輸入信號無論是在器件或系統的輸入或輸出端都會產生失真或交調產物，這些產物可通過計算交調(IP)進行量化。輸入交調計算中假定有用信號的幅值與干擾信號分量的輸入幅值相同。如果混頻器LO功率保持恒定，IP或失真產物的階數僅由RF的倍乘(而非LO倍乘)決定，這是因為我們僅考慮RF信號的變化，階數代表失真產物的幅值隨輸入電平的上升而增加的快慢。例如，由于成平方關系，當輸入信號增大1dB時，2階交調(IM)產物的幅值增加2dB。

半中頻雜散功率水平

以下討論以MAX19997A下變頻混頻器為例，從數據手冊的交流電氣特性規格中可以查到以下指標：

●RF雜散功率為-5dBm (2685MHz)

●LO電平設置為+0dBm (2860MHz)

●典型2LO - 2RF雜散響應比RF載波電平低64dB，單位為dBc；64dBc指2階交調抑制比(IMR2)。

●計算得到：PSPUR= -5dBm + (-64dBc) = -69dBm。

MAX19997A如此優異的2x2性能在其輸入形成以下等效的IP2性能(IIP2)：

IIP2 = 2 × IMR2 + PSPUR= IMR2 + PRF

= 2 × 64dBc + (-69dBm) = 64dBc + (-5dBm)

= +59dBm

同樣，MAX19985A 900MHz有源混頻器提供典型的2RF - 2LO雜散響應，在類似條件下等于71dBc：

IIP2 = 2 × IMR2 + PSPUR = IMR2 + PRF

= 2 × 71dBc + (-76dBm) = 71dBc + (-5dBm)

= +66dBm

E-UTRA LTE示例

假設E-UTRA LTE蜂窩系統與同類BTS共存，從而產生高達+16dBm的OOB CW阻塞信號 (如3GPP TS 36.104 V10.2.0標準所述，圖2所示)。對于LTE接收機，由于半中頻雜散信號的原因，天線端口要求的等效IIP2為+131dBm。采用以下步驟進行計算：

●預期信號電平=靈敏度功率電平(PSENSITIVITY) + 6dB = -95.5dBm

●對于LTE 5MHz載波，采用SNR = -1.1dB，對應于合成噪聲和雜散產物的最高電平-96.6dBm。

●通過減去相應帶寬的熱噪聲和噪聲系數(本例中，減去KTBF = -100.4dBm)，確定最大允許雜散產物電平為-98.9dBm，

●計算2階交調比，IMR2 = 115dB。

●最后，計算得到：IIP2 = +131dBm，如圖2所示。

? ? ? ? ?圖2：對于LTE廣域BTS接收器，OOB +16dBm CW阻塞信號要求最小IIP2指標為+131dBm；5MHz間距，采用QPSK、 R=1/3調制。

圖3所示為接收器前端簡化框圖，標出了第一混頻器中每一級的增益、2階IP和半中頻選頻性。

? ? ? ? ? ? 圖3：IIP2 LTE示例的簡化方框圖，標出了MAX19997A IIP2性能和相關的濾波器選頻特性。

整體級聯IIP2性能由各級的增益、濾波器在半中頻位置的選擇性，以及混頻器IIP2(或2x2)性能決定。由于混頻器主要影響通道的串聯IIP2，所以，在以下計算中忽略其它級的IIP2。混頻器之前的IIP2隨著通道各級增益而降低(dB對dB)。實際應用中，在混頻器前端增加半中頻的RF濾波，以提供額外的雜散抑制。計算天線端口的等效IP提高幅度為半中頻選擇性的2倍，單位為dB。這是因為二次諧波失真分量幅度的增加速度是帶內信號幅度增加的兩倍。利用E-UTRA LTE 3GPP接收器設計示例中計算的MAX19997A的+59dBm IIP2，計算天線端口的串聯IIP2：

IIP2Cascade= IIP2Mixer- Gain + 2 × Selectivity = +131dBm

IIP2Cascade= +59dBm - (-2 + 13 + 13 -2)dB + 2 × (30 +17)dB = +131dBm

MAX19997A如此優異的2LO - 2RF雜散指標對設計的影響舉足輕重。為滿足接收器的半中頻雜散指標，器件可降低對濾波器選擇性的要求(如本例所示)，或采用額外的濾波器濾波時，可提供技術指標裕量。

結論

本文介紹了如何確定半中頻雜散性能，以及如何將混頻器的2x2雜散響應(IMR2)轉換為對應的IIP2，或相反的指標轉換。對這種二階關系的理解可以幫助射頻工程師根據具體應用確定合適的混頻器性能。MAX19997A 2.5GHz混頻器和MAX19985A 900MHz混頻器均具有優異的2x2 (IP2)指標，降低了接收器對半中頻雜散濾波的要求，使這些混頻器可理想用于高性能無線設計。
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