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引言
在當今這個數字內容、互聯網用戶和物聯網設備大爆炸的世界，人們對擴展通信網絡能力的需求越來越高。為了滿足這種需要，Teledyne e2v一直探索數字微波采樣的前沿技術，最近已在實驗套件上成功驗證。它可支持K波段的直接數字下變頻。這是今年的早些時候在ESA MTT workshop提出的使用EV12DS480寬帶DAC實現直接K波段綜合的工作的后續進展，在技術論文1和最近的網絡研討會2上有進一步的描述。
項目目的
這個項目的目標是實現24GHz的模擬前端，支持微波K 波段（即頻率范圍18到27GHz）信號能量的直接數字化。目標的無雜散動態范圍（SFDR）優于50 dBc。
微波前端板（FEB）的開發和兩個現有的GHz的高速器 件相關，這兩個器件由Teledyne Scientific和Teledyne e2v分別開發。測試實驗運行在高性能FEB上，整合了12位寬帶數據轉換器EV12AQ600和超高頻雙路追蹤保持放大器（THA）RTH120。
前者的采樣率高達6.4 Gsps，全功率輸入信號帶寬高達6.5 GHz。而追蹤保持器的帶寬高達24 GHz，并且擁有優異的線性度性能。因此，通過應用奈奎斯特定理并選擇合適的采樣頻率，這套設備可直接從K波段下變頻到 基帶，從而使ADC直接采集有用的信號，無需額外的下變頻電路。這一方案的指導原則是用途廣泛的軟件定義微波接收器，它提高了射頻系統設計的敏捷度，同時簡化了射頻信號采集系統的設計，并潛在地降低了功耗。另外，我們也希望通過這個項目，在未來確實降低實際應用的功耗。
器件的核心參數
EV12AQ600 ADC
? 四核ADC，支持
1、2或4通道工作
? 交織模式的采樣率高達6.4 Gsps
? 6.5 GHz 輸入帶寬（-3dB）
? 集成的寬帶交叉點開關
? 支持多通道同步的同步鏈特性
RTH120 THA
? 24 GHz 輸入帶寬
? 雙THA使得輸出可保持超過半個時鐘周期
? 全差分設計
這篇文檔描述了研究的狀態和最新的發現，并提出了需改進的部分。
我們將進行的一系列測試的目的是找出當今K波段（18到27GHz）直接下變頻技術的不足。從下列初始的無雜散動態范圍測試中可以發現三個問題：
? 輸入信號功率對THA性能的影響
? 當工作在高奈奎斯特域時，低頻校準對ADC交織性能的影響
? 在高奈奎斯特域采樣時，ADC內部積分非線性（INL）錯誤的影響
最后，Teledyne e2v希望這個項目得出的結論對下一代K波段產品的設計有一些指導意義。
項目開始
前端板（FEB）的基本框圖如圖1所示。FEB被設計成包含寬帶ADC和用作輸入級的THA。仔細觀察圖2的FEB，會發現它包含了一些額外的支持器件，包括一個功分器、一個移相器和一些巴倫。板子還提供了兩路獨立的輸入：一路繞過RTH120，優化第一和第二奈奎斯特域采樣高達6GHz的性能（圖中未畫出）；另一路用于6 到24GHz的寬帶操作。在項目開始時，RTH120還是一 款正在經歷優化的試生產產品。
這個實驗系統初始的ADC默認配置如下：
? 輸入帶寬 （6.5 GHz）
? 一通道模式，所有四個核心交織成最大采樣率（例如6.4Gsps）
? 采樣頻率設置成5Gsps
? 交織校準按照數據手冊中標準默認的設置配置，在下文中都稱之為CalSet0
第一次動態測試的結果
FEB的初始測試表現出波動的無雜散動態范圍
（SFDR）響應（圖3）。在不同的ADC信號滿刻度范圍
（SFSR）進行兩次獨立的掃頻。掃頻覆蓋的信號頻率超過30GHz。圖3放大了17GHz到25GHz的范圍。
檢查初始結果
SFDR的特性有很大的分析價值，并為未來的動態性能提升提供了參考。從這些結果（圖3）可以看出：
? 低輸入信號功率的SFDR平坦度更好（圖3比較了-7dBFS和-13dBFS的結果）
? 初始的實驗配置難以實現我們預期的50dBc SFDR的目標
提高性能的第一步是找出限制SFDR的信號雜散。下圖（圖4）標出了輸入電平-7dBFS和-13dBFS時主要的雜散，用dBFS表示。
從上圖可以看出，對于不同的頻率范圍和輸入幅度，變化的雜散頻率分量可以看作SFDR波動的原因，請參考圖中最大雜散的曲線。圖中也標注了二次諧波（H2）和三次諧波（H3）以及采樣時鐘（Fc/4）的影響。仔細觀察，您還會發現：
? 從最大雜散（深色曲線）可以看出，H2是最主要的影響因素，特別是對于-7dBFS。
? 如果H2可以被改進，下一個影響最大的因素顯然是Fc/4 性能，它對小信號曲線（-13dBFS）的影響很大。但 是，對于上面兩種信號功率，Fc/4限制SFDR大約在58dBFS（在18GHz到22GHz之間）。如果不改進這個問題，很難進一步提高動態性能。Fc/4的問題表明多個ADC核心交織可能產生的一些問題。雜散信號的根源是偏置不匹配。
? 通過優化，-13dBFS的SFDR有可能達到50到60dBc之間。
根據產品資料，唯一提升THA性能（通過降低H2）的方法是降低輸入信號電平。這對SFDR受H2限制的場合很有用，例如-7dBFS的SFSR時19.5GHz以下或21.5GHz以上的范圍。
優化數據轉換器的性能
另一方面，ADC可提供默認工作方式以外的多種自由的配置。初始的測試表明核心交織的精度問題，這并不奇怪。標準的交織校準（ILG）是在工廠的產品測試時完成的。顯然，它按照基帶工作優化，并不適用于這種大帶寬的應用。
ADC交織的詳細測試表明，雜散的最大的來源是偏置不匹配。 我們測量了一系列頻率的偏置影響，通過仔細的調整，大幅地降低了Fc/4雜散（圖5）。對于K波段的應用，21.5GHz的校準得到了非常好的結果。
校準前和校準后系統的K波段性能如圖5所示。上面的曲線是默認設置（CalSet0）的結果，下面的曲線是改進的高頻校準的結果。通過后者的校準，偏置、增益和相位不匹配都得到了補償。在整個K波段，系統的SFDR提高了將近15dB，這是一個巨大的進步。
交織校準之后
對于某些頻點，H2較低而H3變成了主導因素，如圖4中21GHz附近的點。在這種情況下，我們需要通過INL的校準進一步降低ADC的雜散。
圖 6 - INL校準對H3的影響
雖然進一步提升性能的選項不多，但顯然ADC積分非線性（INL）的性能會影響H3。和交織（ILG）類似，產品測試時的INL校準通常是針對基帶工作優化的。Teledyne 的測試工程師認為，如果針對高奈奎斯特域重新校準INL，將進一步改善動態性能。
調整INL并不是用戶可以通過程序完成的工作，也不應當是。這種調整極具挑戰性。從原理上說，提升理想轉換器模型的INL有可行且有限的方法。工程師需要搭建測試設備以實現這些調整方法。
通過盡可能降低高頻INL，我們把17到25GHz范圍里的H3優化了3到5dB（圖6）。
INL是什么？對ADC而言，INL量化了器件和理想直線轉換函數之間的最大偏差。按照電子器件的精度，轉換器全刻度范圍的INL期望達到優于0.5LSB。事實上，這對于寬帶交織系統而言是不可能實現的。以EV12AQ600為例，全交織模式的INL在Fin=100MHz時是+/-4.5LSB。
圖 7 - 校準前和校準后的K波段SFDR
測試結論
如前所述，這個項目的目的是評估是否可以達到K波段的理想的動態采樣性能。更確切地說，我們能否在18到22GHz之間實現最少50dBc的性能？盡管我們在測試的前期遇到一些硬件問題，初始的測試結果也不盡如人意， 但我們最終通過合理的方法大幅提升了性能。最終的曲線（圖7）展示了目標輸入頻率范圍內的SFDR性能。可以看出：
? 在19.2到21.5GHz之間SFDR的顯著提升（最多提升了15到18dBc）
? 在19到21.5GHz之間SFDR超過50dBcFEB上來自20.478GHz下變頻的單音信號的頻譜特性如下圖所示。
圖 8 - 實驗板FEB的下變頻到基帶的20.478GHz的頻譜
這些結果表明：
? 對于-13dBFS的輸入信號功率，在20.478GHz處能達到大約54dBc的SFDR
? Fc/4和相關的雜散依然是影響采樣頻譜的主要因素（@-67dBFS），其他的雜散（Fc/4±Fin， H2和H3）降低到小于-69dBFS
? 我們已經超過預計的目標，即在19到21.75GHz之間實現最小50dBc的SFDR
未來的展望
上述的結果是從FEB樣機上得出的，而FEB樣機有一些已知的缺陷。顯然，時鐘分配的問題可能降低THA的動態性能。我們正在研發一款改進的FEB，預計提供更好的動態性能，并降低H2雜散。另外，這塊板子會提供直接的輸入并繞過THA，以優化基帶性能。預計在2020年，在完成新板子的進一步的測試之后，我們會公布這個實驗的后續進展。
這個項目是Teledyne e2v邁向整合的K波段直接采樣方案的第一步。除了提供新的能力，這個項目也幫助我們提升了項目的工程經驗。這次的工作使我們深入了解了復雜交織模擬數字轉換器核心的高頻優化問題，特別是高奈奎斯特域校準的折中方案和INL、ILG的優化。Teledyne e2v也提高了其未來高端寬帶數據轉換器的性能上限。
參考文獻：
? 1 Teledyne e2v， “Microwave DAC simplifies direct digital synthesis from DC to 26.5 GHz covering X-， Ku-， and K-bands”， 2016.
? 2 IEEE Webinar： “12-bit 8 GSps DAC enabling signal generation up to K-band”， by R. Pilard. 2019
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