隨著科學(xué)技術(shù)和國民經(jīng)濟的快速發(fā)展，各種工業(yè)生產(chǎn)對電力系統(tǒng)對電能質(zhì)量的要求越來越高，因此，對電網(wǎng)參數(shù)進行實時檢測與分析具有重要的意義。要解決電能質(zhì)量問題，首先要建立電能質(zhì)量各項指標的監(jiān)測和分析系統(tǒng)，對電網(wǎng)中的各種指標進行實時更新測量和數(shù)據(jù)采集。傳統(tǒng)的電網(wǎng)數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)往往采用單片機或數(shù)字信號處理器（DSP）作為控制器，來控制模／數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）、存儲器和其他外圍電路的工作。但是，由于單片機本身的指令周期以及處理速度的影響，其時鐘頻率較低，各種功能都要靠軟件的運行來實現(xiàn)，而軟件運行時間在整個采樣時間中占有很大的比例，效率較低，很難滿足系統(tǒng)對數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)實時性和同步性的要求。由于對電網(wǎng)的諧波進行FFT分析時，電網(wǎng)頻率不是一成不變的，因此，以固定的采樣頻率對電信號進行采樣時，如電網(wǎng)頻率發(fā)生波動，采樣頻率將不能與輸入信號同步，因而會產(chǎn)生頻譜泄漏。事實上，除了產(chǎn)生頻譜泄露以外，對于離散傅里葉變換來說，非同步采樣時，即使信號含有單一頻率，其離散傅里葉變換也不可能求出信號的準確參數(shù)，而會產(chǎn)生柵欄效應(yīng)。

為了解決這些不足，可在數(shù)據(jù)采樣部分采用高速A／D轉(zhuǎn)換芯片ADS7864，即在數(shù)據(jù)采集的控制部分則利用FPGA（可編程邏輯器件）直接控制ADS7864對模擬信號進行采樣。然后將轉(zhuǎn)換好的12位二進制數(shù)據(jù)迅速存儲到FPGA內(nèi)部的存儲器中。為了提高諧波測量的精度，還可采用硬件描述語言VHDL來設(shè)計數(shù)字鎖相環(huán)和同步被測信號，以實現(xiàn)對誤差的修正?？刂破鲃t根據(jù)數(shù)字鎖相環(huán)模塊檢測出的信號頻率大小實時調(diào)整A／D轉(zhuǎn)換器的采樣頻率，以同步被測信號，提高測量精度。

1 設(shè)計方案

圖1所示是本數(shù)據(jù)采集控制模塊的設(shè)計框圖。圖中，數(shù)字鎖相倍頻模塊每輸出一個有效的采樣觸發(fā)信號CLK，ADC控制器就完成一次6通道的采樣操作，然后停止等待下一個觸發(fā)脈沖的到來。時鐘管理模塊的作用是利用最小系統(tǒng)板上的50 MHz晶振輸入，經(jīng)過編程進行1000分頻，以將其轉(zhuǎn)換成50 kHz提供給AD控制器。至于雙口RAM存儲模塊，由于QuqartusII內(nèi)部有一個可調(diào)用的ROM宏功能模塊，因此，在使用時，只要將其調(diào)出，并按照本系統(tǒng)的要求對存儲容量和地址端口進行設(shè)置，就可以作為模塊來用。

2 數(shù)字鎖相倍頻

2.1數(shù)字鎖相倍頻器的基本原理

輸入信號經(jīng)整形后可轉(zhuǎn)換為與輸入信號同頻率的方波信號，其頻率為FS，可對其進行K倍頻。首先設(shè)置一標準的時鐘信號，若時鐘頻率為FC，采用可編程分頻器對時鐘信號進行分頻，其分頻系數(shù)由計數(shù)器提供。若分頻系數(shù)為N，則輸出頻率為FC的N分頻，即：

時鐘信號經(jīng)K分頻后可送至計數(shù)器，由計數(shù)器在輸入信號的一個周期內(nèi)對FC／K脈沖進行計數(shù)，若忽略各種誤差因數(shù)，其計數(shù)值為N，則：

由上兩式可得：F0=KFS，這樣就實現(xiàn)了對輸入信號頻率的K倍頻，倍頻后的信號即可作為A／D的采樣信號。數(shù)字鎖相倍頻器中計數(shù)器的實質(zhì)是選用采樣窗口信號通過同步過程所得的方波信號作為閘門信號，并將高頻率的同步時鐘信號作為填充脈沖來進行計數(shù)，設(shè)計數(shù)值為Ⅳ實現(xiàn)周期測量，由于該模塊在工作過程中可連續(xù)測量輸入信號的周期，所以兼有測頻的功能。因此，保證數(shù)字倍頻器跟蹤精度的關(guān)鍵是提高周期測量的精度和分頻系數(shù)的準確度。數(shù)字倍頻器的原理框圖如圖2所示。

2.2 數(shù)字鎖相倍頻的FPGA實現(xiàn)

輸入信號經(jīng)整形后也可轉(zhuǎn)換為與基波信號同頻率的方波，然后對方波信號進行二分頻。二分頻的目的有兩個，一是作為控制信號來實現(xiàn)周期測量；二是可以消除輸入波形不對稱的影響，提高測量周期的精度。將二分頻后的方波信號一路送K分頻器I的控制端，另一路反相后接K分頻器Ⅱ的控制端，以使兩路K分頻器在輸入信號相鄰兩個周期內(nèi)交替處于分頻、清零狀態(tài)。這樣，兩路輪流工作就可避免使用單路計數(shù)器連續(xù)計數(shù)時由于數(shù)據(jù)保持和清零過程所造成的測量誤差和相位延遲問題。K分頻器在每次工作前，其輸出為0電平，這樣可以保證計數(shù)器的輸入方波與其計數(shù)周期同步，防止計數(shù)器輸入方波與計數(shù)周期的隨機性帶來的計數(shù)誤差，從而提高測量精度。本系統(tǒng)中，K取128。

計數(shù)器的計數(shù)值N在被測周期結(jié)束后將立刻送鎖存器鎖存，并作為可編程分頻器的分頻系數(shù)N。由于采用兩路計數(shù)器輪流工作方式，因此，鎖存器要有選擇地對每路計數(shù)器的計數(shù)結(jié)果進行鎖存?？紤]到要盡可能地減小相位滯后，在每個周期結(jié)束后，鎖存器應(yīng)在最短的時間內(nèi)將數(shù)據(jù)鎖存。這就要求鎖存器在鎖存脈沖到來前，先選擇好被鎖存的計數(shù)器，保證每個周期計數(shù)值的可靠鎖存。鎖存信號由輸入方波信號經(jīng)微分電路產(chǎn)生，這種設(shè)計使可編程分頻器在每個周期的開始時刻，總是以新的數(shù)據(jù)、新的起點開始分頻。兩路計數(shù)器在計數(shù)工作前要先清零，使計數(shù)器的計數(shù)值準確的反映輸入信號的周期。清零工作必須在計數(shù)結(jié)果鎖存后的下一次計數(shù)開始前完成。數(shù)字鎖相倍頻的頂層電路如圖3所示。

在FPGA軟件QuartusII7.2開發(fā)平臺上完成硬件設(shè)計后即可進行仿真，其仿真波形如圖4所示。其中，標準時鐘clk的頻率為10 MHz；shuru：為倍頻的輸入信號，shuru頻率設(shè)置為50 Hz，倍頻系數(shù)為128；beipin：表示倍頻電路的輸出信號。從仿真中可以看到，本設(shè)計可以達到128倍頻的效果。

3 A／D采集控制

由于本設(shè)計要同時采集電網(wǎng)的三相電壓和電流，所以，應(yīng)把采樣倍頻信號接至HOLDA、HOLDB、HOLDC，以同時保持六路輸入信號，讀出模式設(shè)置為循環(huán)模式。

由ADS7864的時序圖可以得到如圖5所示的ADC控制器的軟件控制流程。以便在QuartusII開發(fā)平臺上利用VHDL語言進行軟件編程。

通過ADS7864的工作狀態(tài)控制模塊可根據(jù)ADS7864的轉(zhuǎn)換時序圖，用VHDL編寫FPGA控制ADS7864的轉(zhuǎn)換程序，并可采用雙進程有限狀態(tài)機的方法來在Quartus II 7.2內(nèi)對A／D控制模塊進行時序仿真，其仿真波形如圖6所示。仿真結(jié)果表明，該模塊的設(shè)計完全符合要求。

4 結(jié)束語

本文給出了基于FPGA的電網(wǎng)實時數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的設(shè)計方法。該方法采用FPGA作為數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的控制核心。并充分利用了高速模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片ADC和可編程邏輯控制器件FPGA，最終通過硬件描述語言VHDL實現(xiàn)了A／D的控制和數(shù)字鎖相倍頻電路。該電路具有良好的可移植性和可擴展性，便于調(diào)試和修改，在電網(wǎng)的實時數(shù)據(jù)采集方面有較好的應(yīng)用前景。

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