現(xiàn)代功率轉(zhuǎn)換需要不斷提高的效率以及高功率密度。事實(shí)上，制作小型高效系統(tǒng)意味著節(jié)省空間和降低能耗，這是混合動(dòng)力汽車 (HEV) 和純電動(dòng)汽車 (EV) 的輔助 DC/DC 轉(zhuǎn)換器、高端開關(guān)等應(yīng)用的關(guān)鍵因素模式電源 (SMPS) 安裝在大功率服務(wù)器和高端 UHD 平板電視中。

然而，高效率和高功率密度并不容易實(shí)現(xiàn)，因?yàn)橐恍┰O(shè)計(jì)選擇可以實(shí)現(xiàn)一個(gè)目標(biāo)（即功率密度），但會(huì)降低另一個(gè)目標(biāo)（即效率）。這就是為什么選擇合適的系統(tǒng)拓?fù)浜?a target="_blank">半導(dǎo)體器件如此重要的原因。?

為了改善權(quán)衡，一種策略是使用軟開關(guān)轉(zhuǎn)換器，它保證開關(guān)損耗最小化、低 EMI 和高功率密度。在本文中，我們重點(diǎn)關(guān)注兩個(gè)不同的應(yīng)用領(lǐng)域——HEV/EV 的輔助 DC/DC 轉(zhuǎn)換器和云和服務(wù)器的高端 SMPS——并以 ST 用于同步整流的低壓功率 MOSFET 為例。 ??

使用軟開關(guān)轉(zhuǎn)換器和同步整流來提高性能

在傳統(tǒng)的 SMPS 中，在開啟和關(guān)閉瞬態(tài)期間，半導(dǎo)體器件會(huì)維持具有高開關(guān)損耗的硬開關(guān)轉(zhuǎn)換，這在高功率和高電壓應(yīng)用中尤為明顯。對(duì)于需要高功率密度、高可靠性和高效率的應(yīng)用，諧振轉(zhuǎn)換器是一個(gè)有趣的選擇。通常，諧振轉(zhuǎn)換器是包括諧振電路（電感器和電容器的組合）的開關(guān)轉(zhuǎn)換器，該電路積極參與確定從輸入到輸出的功率流。它們以正弦方式處理電源，并且電源開關(guān)是軟換向的。根據(jù)電抗元件（電感器和電容器）的組合，諧振轉(zhuǎn)換器可分為三種主要類型：串聯(lián)、并行，或串并聯(lián)。 ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?

圖 1：LLC 轉(zhuǎn)換器原理圖。

在所有諧振轉(zhuǎn)換器中，LLC 轉(zhuǎn)換器（圖 1）可能是電源環(huán)境中最常見的拓?fù)洌ㄖ械裙β史秶哂幸恍┟黠@的優(yōu)勢(shì)（高效、零電壓開關(guān) [ZVS] 能力，即使在沒有負(fù)載，以及在所有負(fù)載和線路條件下的良好輸出電壓控制）。在 LLC 轉(zhuǎn)換器中，初級(jí)側(cè)晶體管用作半橋開關(guān)，而諧振電容器、諧振電感器和磁化電感形成 LLC 諧振回路。在次級(jí)側(cè)，同步器件對(duì)變壓器上的方波進(jìn)行整流，以產(chǎn)生所需的輸出電壓。

與傳統(tǒng)的 PWM 轉(zhuǎn)換器相比，LLC 拓?fù)渫瑫r(shí)實(shí)現(xiàn)了高效率和寬輸入電壓范圍能力。在整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)都可以輕松實(shí)現(xiàn)初級(jí)側(cè)的 ZVS。對(duì)于更高的功率，具有 ZVS (PSFB-ZVS) 的相移全橋拓?fù)湓陔娫丛O(shè)計(jì)中變得非常流行和常見 ([1]、[2]、[3])。該轉(zhuǎn)換器經(jīng)常用于降低高直流電壓，提供電氣隔離。它通常用于服務(wù)器和電信 SMPS、可再生能源系統(tǒng)和電池充電電路。

全橋配置的初級(jí)側(cè)的四個(gè)半導(dǎo)體器件（MOSFET 或 IGBT）形成一個(gè) PSFB 轉(zhuǎn)換器，而次級(jí)側(cè)的二極管或功率 MOSFET 充當(dāng)同步整流器（圖 2）。?

圖 2：PSFB-ZVS 全橋轉(zhuǎn)換器原理圖。

初級(jí)側(cè) MOSFET 布置在兩條腿中：右腿 (Q1-Q3) 和左腿 (Q2-Q4)。這兩條腿的換向時(shí)間很短，也稱為相移（圖 3，左側(cè)）。通過對(duì)兩條腿進(jìn)行相移，可以獲得信號(hào)調(diào)制和對(duì)輸送到次級(jí)側(cè)的功率的控制。

圖 3：空載時(shí)的 Q1-Q2-Q3-Q4 柵極信號(hào)（左），ZVS 開啟波形（右）。

零電壓開關(guān)是通過初級(jí)開關(guān)的輸出電容的諧振放電獲得的；每個(gè) MOSFET 的體漏二極管在 MOSFET 本身之前導(dǎo)通，確保器件以可忽略的漏源電壓降導(dǎo)通。通過這種方式，ZVS 操作有助于降低開關(guān)損耗和器件應(yīng)力（在此拓?fù)渲校瑳]有緩沖電路）。

在圖 3 （右側(cè)）中，描繪了 Q3 器件的開啟波形：這里，Q3 輸出電容由初級(jí)諧振電感放電，然后電流換流到 Q3 體二極管（V DS ≈ 0 V） ，最后，Q3 開啟，電流開始流入器件通道。因此，初級(jí)開關(guān)的開通損耗可以忽略不計(jì)，從而提高了轉(zhuǎn)換器的效率。

在這兩種拓?fù)渲校?dāng)輸出電流和功率增加時(shí)，只有通過同步整流級(jí)的優(yōu)化設(shè)計(jì)和半導(dǎo)體器件的明智選擇，才能進(jìn)一步提高效率。因此，利用低壓功率MOSFET實(shí)現(xiàn)的二次側(cè)同步整流是提高系統(tǒng)效率的最佳方式，既可以實(shí)現(xiàn)高頻，又可以減小體積。MOSFET 取代了用于低功率轉(zhuǎn)換器的功率二極管（或肖特基二極管）；作為 V DSon << V F。MOSFET 是高輸出電流的首選，因?yàn)樗鼈兊膫鲗?dǎo)損耗低。

低壓 MOSFET 技術(shù)發(fā)展迅速，以滿足日益具有挑戰(zhàn)性的應(yīng)用要求（功率損耗、效率和開關(guān)速度）。如今，低壓和中壓器件主要采用溝槽柵布局實(shí)現(xiàn)，這保證了比舊的平面結(jié)構(gòu)更好的性能。在溝槽器件中，柵極結(jié)構(gòu)形成在外延層內(nèi)部；由于沒有 JFET 電阻，這種結(jié)構(gòu)顯示出較低的特定導(dǎo)通狀態(tài)漏源電阻 (R DSon,sp )。

事實(shí)上，如圖4所示，溝槽延伸超出了 P 基區(qū)的界限，連接了 N+ 和 N- 區(qū)。JFET 區(qū)域的缺失和單元間距的減小最大限度地減少了器件特定的 R DSon [4]。最先進(jìn)的溝槽技術(shù)不僅在導(dǎo)通狀態(tài)（低 R DSon 和傳導(dǎo)損耗）期間而且在開關(guān)瞬態(tài)期間確保出色的性能，因?yàn)榈?Q g 可最大限度地減少開關(guān)和柵極驅(qū)動(dòng)損耗。現(xiàn)代溝槽技術(shù)因此改進(jìn)了品質(zhì)因數(shù) (FOM = R DSon * Q g )。

圖 4：平面和溝槽結(jié)構(gòu)的剖面。

在同步整流中，主要的功率 MOSFET 損耗如下 [5]：

1. 傳導(dǎo)損耗

2.體漏二極管恢復(fù)損耗

3. 輸出電容損耗

4.驅(qū)動(dòng)損失

傳導(dǎo)損耗由以下公式給出：

其中 I RMS 是漏極電流的rms值。

顯然，傳導(dǎo)損耗在低壓和大電流平臺(tái)中變得非常重要，因此必須以最佳方式選擇同步整流器：硅和封裝特性都必須保證在高輸出電流下具有非常好的性能。 組裝在 SMD 功率封裝（即 H2PAK）或薄型（PowerFLAT 5×6）封裝中的極低 R DSon器件將最大限度地減少傳導(dǎo)損耗。

在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，電流流過正向偏置的 MOSFET 體二極管。二極管傳導(dǎo)損耗由以下公式表示：

二極管損耗與輸出電流、開關(guān)頻率、正向壓降和死區(qū)時(shí)間成正比。最小死區(qū)時(shí)間有助于降低二極管傳導(dǎo)損耗。當(dāng)體二極管導(dǎo)通時(shí)，少數(shù)電荷存儲(chǔ)在 pn 結(jié)的兩側(cè)。關(guān)斷時(shí)，必須先移除這些存儲(chǔ)的電荷，然后器件才能維持電壓，如下所示：

其中Q rr 是體二極管反向恢復(fù)電荷。

具有低 Q rr 和軟恢復(fù)的 MOSFET 優(yōu)化了二極管恢復(fù)損耗，并在電壓尖峰和 EMI 方面提高了器件性能。

在反向恢復(fù)過程中，隨著多余存儲(chǔ)電荷的移除，MOSFET 輸出電容必須充電至次級(jí)側(cè)變壓器電壓 (V S ) 以維持關(guān)態(tài)電壓。當(dāng)反向電流達(dá)到峰值時(shí)，輸出電容完全充電到變壓器電壓。?

這種電容損耗在無負(fù)載或輕負(fù)載條件下尤為顯著。

柵極驅(qū)動(dòng)損耗是與 MOSFET 導(dǎo)通和關(guān)斷相關(guān)的功率損耗。雖然在高電流水平下，傳導(dǎo)損耗在系統(tǒng)電源管理中占主導(dǎo)地位，但在輕負(fù)載條件下，驅(qū)動(dòng)損耗可能變得更加重要。驅(qū)動(dòng)損失量化為：

如該公式所示，f SW越高，驅(qū)動(dòng)損耗越大。開關(guān)頻率和柵極驅(qū)動(dòng)電壓是設(shè)計(jì)參數(shù)，而 Q G 是與器件選擇相關(guān)的唯一參數(shù)。具有低 Q G的功率 MOSFET 最適合最大限度地減少柵極驅(qū)動(dòng)損耗，尤其是在高頻轉(zhuǎn)換器的輕負(fù)載條件下。

MOSFET 開關(guān)損耗（在開啟和關(guān)閉瞬態(tài)期間）在同步整流中可以忽略不計(jì)，因?yàn)槠骷Q向發(fā)生在 ZVS 條件下。事實(shí)上，次級(jí)電流在通道導(dǎo)通之前流過體二極管 (V DS = –0.7 V)。這樣，MOSFET 以非常低的電壓換向，開關(guān)損耗可以忽略不計(jì)。

圖 5：屏蔽柵溝槽結(jié)構(gòu)截面。

R DSon、Q rr和 Q g的值 （僅在輕負(fù)載或 f SW 值非常高的情況下）是提高同步整流器整體性能并因此提高整個(gè)系統(tǒng)性能的關(guān)鍵參數(shù)。現(xiàn)代 MOSFET 技術(shù)在導(dǎo)通狀態(tài)下表現(xiàn)出出色的性能，這不僅是因?yàn)樗鼈兙哂休^低的比 R DSon (R DSon *A)，而且還因?yàn)樗鼈兊膭?dòng)態(tài)行為顯著降低了 Q G和 Q rr。例如，意法半導(dǎo)體的屏蔽柵溝槽 MOSFET 技術(shù)具有上述特點(diǎn)，是大功率轉(zhuǎn)換器同步整流的最佳選擇（圖 5）。

混合動(dòng)力汽車/電動(dòng)汽車的輔助 DC/DC 轉(zhuǎn)換器

汽車制造商一直在開發(fā)替代燃料汽車，以應(yīng)對(duì)公眾對(duì)污染、氣候變化和全球變暖的日益關(guān)注。內(nèi)燃機(jī)的排放限制越來越窄，因此混合動(dòng)力汽車和電動(dòng)汽車在汽車發(fā)動(dòng)機(jī)場(chǎng)景中的市場(chǎng)份額越來越大。在 HEV 中，兩種不同類型的動(dòng)力用于推進(jìn)（通常是帶有電動(dòng)機(jī)的汽油發(fā)動(dòng)機(jī)），而 EV 使用一個(gè)或多個(gè)電動(dòng)機(jī)進(jìn)行推進(jìn)。圖 6 表示全電動(dòng)汽車的簡(jiǎn)化方案。

圖 6：電動(dòng)汽車架構(gòu)。

高壓總線將高壓電池組連接到用于汽車運(yùn)動(dòng)的牽引逆變器和其他逆變器，包括用于動(dòng)力轉(zhuǎn)向和空調(diào)的逆變器。輔助 DC/DC 轉(zhuǎn)換器可以將高壓電池電平降壓到低壓電池值（通常為 12 V 或 24 V）。

現(xiàn)代汽車需要低壓電池，因?yàn)榇罅控?fù)載以 12V 電壓供電，例如頭燈和尾燈、音頻和多媒體系統(tǒng)、加熱風(fēng)扇等。雙向轉(zhuǎn)換器可以在兩種模式下運(yùn)行：降壓 - 從 HV 總線充電 12 V - 升壓（升壓） - 將 12 V 轉(zhuǎn)換為 HV 電池值。由于這兩個(gè)電池組之間的能量傳輸是一種智能便捷的解決方案，輔助 DC/DC 轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)成為優(yōu)化能量傳輸和電池管理的關(guān)鍵步驟。

HEV 中輔助 DC/DC 轉(zhuǎn)換器的典型額定功率約為幾千瓦。由于低壓電池組的常見電池電量為 12 V，因此輸出電流范圍非常高（200–250 A）。因此，必須最大限度地提高轉(zhuǎn)換器效率，新項(xiàng)目的效率要高于 90%，以改善電池管理以及整個(gè)系統(tǒng)的性能。此外，更高的開關(guān)頻率減小了無源元件（變壓器和濾波器）的尺寸，從而提高了轉(zhuǎn)換器的尺寸和重量。

然而，由于開關(guān)損耗隨著開關(guān)頻率的增加而增加，因此拓?fù)溥x擇對(duì)于滿足這些目標(biāo)至關(guān)重要。ZVS 和零電流開關(guān)等軟開關(guān)技術(shù)是實(shí)現(xiàn)高功率密度、高效率和低開關(guān)噪聲的最佳解決方案。對(duì)于我們的實(shí)驗(yàn)測(cè)試，測(cè)試車輛是一個(gè) ZVS 全橋移相轉(zhuǎn)換器（見圖2），具有以下特點(diǎn)：?

表 1：PSFB-ZVS 全橋轉(zhuǎn)換器特性。

在上述拓?fù)渲校跫?jí) FET 在零電壓條件下開關(guān)，這意味著每個(gè) MOSFET 的體漏二極管先于 MOSFET 本身導(dǎo)通，從而確保器件以可忽略的漏源電壓降導(dǎo)通。因此，開通損耗為零，降低了器件的開關(guān)損耗。必須根據(jù)以下考慮為初級(jí)側(cè)器件選擇正確的硅技術(shù)：

a) 對(duì)于高壓器件，品質(zhì)因數(shù) (FOM = R DSon * Q G ) 應(yīng)盡可能低。事實(shí)上，低 R DSon顯 著降低了在高負(fù)載電流時(shí)會(huì)變得更大的傳導(dǎo)損耗 (

b) 高閾值電壓 (V TH ) 有助于減少關(guān)斷時(shí)的開關(guān)轉(zhuǎn)換，最大限度地降低關(guān)斷損耗，同時(shí)在開啟時(shí)提高器件對(duì)開關(guān)噪聲的免疫力；

c) MOSFET 輸出電容 (C OSS ) 應(yīng)盡可能低，以擴(kuò)展 ZVS 范圍并減少死區(qū)時(shí)間。事實(shí)上，在空載或輕載條件下，如果感應(yīng)能量不足以擺動(dòng)橋和變壓器同一支路中兩個(gè) FET 的輸出電容，則 ZVS 可能會(huì)丟失。低 C OSS 值會(huì)降低與 FET 和變壓器相關(guān)的電容能量，從而擴(kuò)大 ZVS 范圍。此外，C OSS越低，死區(qū)時(shí)間越短，從而提高系統(tǒng)性能，尤其是在高頻下；

d) 體漏二極管必須具有快速恢復(fù)過程的魯棒性 [5]。

針對(duì)這些規(guī)范，一些公司開發(fā)了 ZVS 轉(zhuǎn)換器的專用技術(shù)。例如，意法半導(dǎo)體的 DM2 和 DM6 (MDmesh) 已經(jīng)通過汽車級(jí)認(rèn)證。DM6 是 DM2 技術(shù)的進(jìn)一步發(fā)展，由于較低的開關(guān)損耗和極低的反向恢復(fù)時(shí)間 (t rr ) 和充電 (Q rr ) （圖 7），實(shí)現(xiàn)了非常好的性能。

圖 7：DM2 與 DM6 開關(guān)損耗（左）和 DM6 二極管反向恢復(fù)過程（右）。

在同步整流中，最佳選擇是 100V 低 R DSon、低 Q rr 功率 MOSFET。在下表中，我們顯示了兩個(gè) 100-V 功率 MOSFET 的主要電氣參數(shù)（STripFET F7 技術(shù)與平面技術(shù)相比）。這兩個(gè)器件具有相同的裸片尺寸。

表 2：SR FET 電氣參數(shù)。

SR FET 的開關(guān)性能可以通過分析器件在滿負(fù)載 (75 A) 下的電壓尖峰和柵極電壓完整性方面的波形來評(píng)估。在我們的測(cè)試中，沒有檢測(cè)到危險(xiǎn)的尖峰和柵極電壓雜散振鈴（圖 8所示是我們示例 100-V 器件的相關(guān)波形）。然后通過效率和功率損耗計(jì)算給出所選 SR FET 對(duì)系統(tǒng)電源管理的影響。?

圖 8：100-V STripFET F7 SR FET 波形 @ 75 A。

如圖9所示，該器件在輕載和滿載情況下都表現(xiàn)出更好的效率性能，這與較低的 R DSon 和 Q rr值有關(guān) ，因此導(dǎo)通和二極管損耗也較低。

圖 9：效率和功率損耗比較。

100V 功率 MOSFET 在整個(gè)電流范圍內(nèi)表現(xiàn)出出色的效率，因此由于其整體性能，它是次級(jí)側(cè)同步整流的理想選擇。

用于服務(wù)器和云計(jì)算的高端 SMPS

數(shù)字信息管理在我們的經(jīng)濟(jì)中繼續(xù)變得越來越重要：數(shù)據(jù)中心、存儲(chǔ)和網(wǎng)絡(luò)在多個(gè)經(jīng)濟(jì)部門中至關(guān)重要。然而，由于最新的數(shù)據(jù)中心需要不斷增長(zhǎng)的功率以及溫度管理，“節(jié)能”是電源系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員的口頭禪。事實(shí)上，更小、更高效的系統(tǒng)意味著更低的功耗和優(yōu)化的尺寸。

出于這些原因，高端電源設(shè)計(jì)人員選擇采用低壓 MOSFET 同步整流的諧振拓?fù)洌宰畲笙薅鹊靥岣呦到y(tǒng)效率和功率密度。從中到高輸出功率 (<1 kW)，LLC 轉(zhuǎn)換器是最常見的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，因?yàn)樗哂性S多優(yōu)點(diǎn)（高效率、低 EMI 和高功率密度）。此外，在大功率 LLC 轉(zhuǎn)換器中，數(shù)字控制可以替代傳統(tǒng)的 PWM 控制方案，從而實(shí)現(xiàn)額外的效率提升。由于高輸出電流，高功率轉(zhuǎn)換器是分析和驗(yàn)證用作同步整流器的低 R DSon功率 MOSFET 的合適測(cè)試工具。特別是，表 3 顯示了兩個(gè) 100-V 器件的主要電氣參數(shù)；一種保證非常低的 R DSon和Q rr，這是同步整流中非常重要的兩個(gè)參數(shù)。這些器件在具有數(shù)字控制的 500W LLC DC/DC 轉(zhuǎn)換器中進(jìn)行比較（V OUT = 12 V，I OUT = 42 A）。

表 3：100V SR FET 電氣參數(shù)。

必須以正確的方式選擇 MOSFET 擊穿電壓，以確保在負(fù)載電流為零時(shí)針對(duì)不希望的漏源電壓尖峰提供良好的安全裕度（圖 10）。

圖 10：500W LLC DC/DC 轉(zhuǎn)換器空載時(shí)的漏源電壓尖峰。

在滿載時(shí)，我們的示例器件（圖 11）顯示出更好的開關(guān)性能，對(duì)雜散開啟具有出色的抗擾度，并顯示出出色的 EMI 性能。

圖 11：500-W LLC DC/DC 轉(zhuǎn)換器中的 100-V STripFET F7 關(guān)斷波形。

最后，通過測(cè)量每個(gè)電流階躍的輸入和輸出功率（達(dá)到熱穩(wěn)態(tài)后）來獲得效率（圖 12）。我們的示例 100V 器件在開關(guān)和效率方面表現(xiàn)出更高的性能，是高端 SMPS 中次級(jí)側(cè)同步整流的最佳選擇。

圖 12：效率比較。

結(jié)論

高效率和功率密度是高性能電源轉(zhuǎn)換器的主要要求，例如用于 HEV/EV 的輔助 DC/DC 轉(zhuǎn)換器以及用于服務(wù)器和云應(yīng)用的高端 SMPS。必須優(yōu)化系統(tǒng)設(shè)計(jì)和器件選擇以實(shí)現(xiàn)最佳效率目標(biāo)。100-V STripFET F7 技術(shù)展現(xiàn)了出色的整體性能，代表了同步整流中低壓 MOSFET 的最佳解決方案。

　　審核編輯：湯梓紅