01 ? ? ? ? 背 景

同步整流作為目前開關(guān)電源輸出端整流常用的電路，具有提升效率、減小產(chǎn)品體積等明顯優(yōu)勢。在對某機(jī)殼系列產(chǎn)品進(jìn)行國產(chǎn)同步整流IC的產(chǎn)品改良中發(fā)現(xiàn)：將同步整流IC替換原IC后，樣機(jī)啟機(jī)后效率只有77%，相較于原樣機(jī)83%的規(guī)格值降低6%。本文將針對此問題進(jìn)行分析和解決，并分享一些關(guān)于同步整流芯片參數(shù)適配的經(jīng)驗。

02 ? ? ? ? 問題描述

在更換同步整流控制IC后啟機(jī)效率明顯降低，首先從同步整流工作異常開始著手測量。如圖1所示，在同步整流驅(qū)動波形測量的同時用熱成像儀測量同步整流MOS管的溫度，結(jié)果顯示器件在常溫下工作一分鐘左右溫度已經(jīng)高達(dá)130℃，明顯異常。

從圖1可以看出，同步整流驅(qū)動信號在導(dǎo)通后極短的時間內(nèi)關(guān)閉，且每個周期都如此。對比圖2的理想狀態(tài)后可以判斷產(chǎn)品同步整流異常關(guān)斷，輸出電流通過MOS管體二極管導(dǎo)通，最終導(dǎo)致效率明顯下降且器件溫度超高。

進(jìn)一步對比替換前后兩個IC的規(guī)格差異，較明顯的差異在于替換后的IC消隱時間降低，由原來的3us降低為1.25us。（現(xiàn)多數(shù)國產(chǎn)SR芯片Tb-on時間基本在1.5us以下，多與消隱時間和漏感等的處理有一定的關(guān)系。增加此時間會使系統(tǒng)產(chǎn)生原副邊共通風(fēng)險。）

03 ? ? ? ? 問題分析

該系列產(chǎn)品功率拓?fù)錇榉醇ず屯秸鳎▓D3），同步整流電路工作原理較為簡單，即IC通過檢測同步整流MOS管源漏級電壓，當(dāng)反激原邊MOS管開通時，IC檢測到源級電壓低于漏級電壓，同步整流MOS管關(guān)斷；當(dāng)反激原邊MOS管關(guān)斷時，電感電壓感應(yīng)電壓反向，IC檢測到源級電壓高于漏級電壓，給出驅(qū)動信號同步整流MOS管正向?qū)ā８鶕?jù)圖1測試的波形可以看出，同步整流MOS管開通1.2uS后便關(guān)斷，這與IC的規(guī)格書和實際測量值中的空白導(dǎo)通時間（1.25us）相吻合。

測量顯示其在最小導(dǎo)通時間過后就關(guān)閉驅(qū)動，由此判斷是觸發(fā)了同步整流MOS的關(guān)斷條件。（這里同時測量SR采樣腳波形以及驅(qū)動波）

從測量結(jié)果可以發(fā)現(xiàn)，在空白導(dǎo)通時間內(nèi)，SR采樣腳（圖4中綠色波形）處電壓始終在振蕩，在1.2us結(jié)束時，依然有高頻的振蕩波峰幅值。在查詢規(guī)格書后得知，采樣腳在小于3mV時會迫使芯片驅(qū)動關(guān)閉。

故問題點可以確認(rèn)為——有某處的干擾導(dǎo)致SR采樣異常。

由反激原理可知，副邊開通時對應(yīng)原邊MOS關(guān)斷，而原邊關(guān)斷時變壓器漏感、層間電容及主MOS結(jié)電容會產(chǎn)生高頻尖峰振蕩，該振蕩依然會通過變壓器耦合到副邊，導(dǎo)致副邊MOS管的源級電壓震蕩，影響同步整理的采樣電壓，導(dǎo)致MOS管提前關(guān)斷。

04 ? ? ? ? 解決措施及驗證結(jié)果 ? 整改方向一 源頭出發(fā)，削減振蕩

方案①：減小變壓器漏感，從根本上減小能量振蕩。

原邊振蕩的能量來源為未能傳輸?shù)礁边叺穆└心芰浚瑴p小漏感可以直觀地減弱振蕩幅值，從而改善副邊的采樣環(huán)境。（此種方案受限于變壓器設(shè)計及制作工藝，實測時所用變壓器原邊為265uH電感，5.6uH漏感，此類僅2.1%漏感變壓器繼續(xù)優(yōu)化較困難）? ??

方案②：減小振蕩的電容容值

主MOS關(guān)斷時的原邊振蕩為變壓器漏感、層間電容及主MOS結(jié)電容的振蕩。查看原理圖可知，其設(shè)計上額外在MOS的DS間添加并聯(lián)電容C410。

由振蕩頻率公式?F=1/（2π√Lk*Cp）

（Lk為變壓器漏感，Cp為等效電容，Cp=C410+MOS結(jié)電容）可知：

減小C410，即減小Cp可以提高振蕩頻率，在同樣阻尼衰減的作用下，高頻率的振蕩能夠在更快的時間內(nèi)達(dá)到平穩(wěn)，也就是可以搶在副邊SR采樣消隱時間內(nèi)，把振蕩幅值以及對副邊的影響降到最低。

下圖6和圖7為實測波形。主MOS應(yīng)力波形（黃）和副邊SR采樣波形（藍(lán)）。

在有C410電容時，第一個波周期為440ns（頻率2.17MHz），第二個波周期為220ns（頻率4.54MHz）；

在去除C410電容，第一個波周期為400ns（頻率2.5MHz），第二個波周期為180ns（頻率5.5MHz）；

如圖7所示，去除C410電容的振蕩波形平穩(wěn)速度更快，有利于提高副邊SR的采樣精確度。? ?

整改方向二 改善RCD吸收參數(shù)，削減振蕩

方案①：減小吸收電容

吸收電容串聯(lián)二極管的寄生電容與漏感在正常工作中也存在振蕩，可以通過減小吸收電容可以改善這一點。實操中，將原有的222吸收電容更變?yōu)?02電容，也可以達(dá)到改善采樣信號的目的。但是吸收電容的減小導(dǎo)致主MOS應(yīng)力尖峰的明顯增大，已超過承受規(guī)格，故該方案在此型號中不可取。

方案②：增大吸收電阻

吸收電組的增大，可以使得每個周期內(nèi)通過RCD瀉放的漏感能量減少，即吸收電容與漏感的諧振能量減少，從而改善對副邊SR采樣。

從以下圖9和圖10波形可以看到，在吸收電阻從75K增大到100K時，二次振鈴的幅值由3.6V降低至1.375V。

最后針對空白導(dǎo)通時間后采樣擾動導(dǎo)致SR芯片誤關(guān)斷問題作出改善措施匯總?cè)缦拢?/p>

①減小變壓器漏感；②減小振蕩的電容容值（主mos結(jié)電容及并聯(lián)電容）；③減小原邊吸收電容；④增大原邊吸收電阻；⑤SR采樣走線，單點走線至驅(qū)動MOS對應(yīng)引腳。

結(jié)合上述優(yōu)化方案，我們在產(chǎn)品設(shè)計時首先對于變壓器設(shè)計很關(guān)鍵，對于反激變壓器來說，可以盡量通過繞法設(shè)計去減小變壓器漏感，再平衡產(chǎn)品效率以及EMC性能的情況下盡量減小主mos結(jié)電容及并聯(lián)電容容值；最后，再PCB布局以及走線時對于SR這類易受干擾的走線，需單點連接至驅(qū)動MOS對應(yīng)引腳。同時改善結(jié)果判定方法：保證SR采樣信號的平穩(wěn)度，波形達(dá)到平穩(wěn)的時間小于SR芯片最小導(dǎo)通時間，最終導(dǎo)入措施后產(chǎn)品的效率也恢復(fù)正常與替換前一致如圖11所測試到波形。

不同的IC對于同步整流MOS管的開通以及關(guān)斷的檢測條件都有不同，希望通過本案例的調(diào)試與分析后得出一些對同步整流誤關(guān)斷導(dǎo)致效率降低問題的解決方案，可以為后續(xù)類似的問題提供一些經(jīng)驗與幫助。

審核編輯：黃飛

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