1 概述

　　DC-DC變換器是開關電源的核心組成部份，常用的正激式和反激式電路拓樸。常規(guī)正 激式變換器的功率處理電路只有一級，存在MOSFET功率開關電壓應力大，特別是當二次側采用自偏置同步整流方式，輸入電壓變化范圍較寬，如輸入電壓為75V時，存在柵極偏置電壓過高，甚至有可能因柵壓太高而損壞同步整流MOSFET的危險。而且當輸出電流較大時，輸出電感上的損耗將大大增加，嚴重地影響了效率的提升。使用交叉級聯(lián)正激式同步整流變換電路，不但輸出濾波電感線圈可省去，實現(xiàn)高效率、高可靠DC-DC變換器，達到最佳同步整流效果。

　　2 基本技術

　　2.1交叉級聯(lián)正激變換原理

　　交叉 級 聯(lián)變換的拓樸如圖1所示，前級用于穩(wěn)壓，后級用于隔離的兩級交叉級聯(lián)的正激變換器組成的同步降壓變換器。為了實現(xiàn)寬輸入電壓范圍及隔離級恒定的電壓輸入，前后兩級正激變換都應在最佳的目標下工作，從而確保由它所組成的高效率同步降壓變換器能接收整個35-75V通信用輸入電壓范圍，并將它變換為嚴格調整的中間25V總線電壓。實際中 間總線電壓由隔離級的需要預置，取決于隔離級的變比。中間電壓較高時，可以采用較小的降壓電感值和較低的電感電流，因而損耗也少。整個降壓級的占空比保持在30^'60%，可協(xié)助平衡前后兩級正激變換的損耗。為使性能最佳，并使開關損耗降至最小，開關頻率的典型值為240k-300kHz;由于使用低通態(tài)電阻(RDS(on))的MOSFET，導通損耗比較小。傳統(tǒng)的單級變換器主開關必需使用至少200V以上的MOSFET，其RDS(on)等參數(shù)顯著增加，必然意味著損耗增加，效率下降。交叉級聯(lián)正激變換拓撲的簡化原理圖如圖2所示。

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　　2.2同步整流技術

　　眾所 周 知，普通二極管的正向壓降為1V，肖特基二極管的正向壓降為0.5V，采用普通二極管和肖特基二極管作整流元件，大電流情況下，整流元件自身的功耗非?？捎^。相比之下，如果采用功率MOSFET作整流元件，則當MOSFET的柵源極施加的驅動電壓超過其閩值電壓，MOSFET即進入導通狀態(tài)，無論從漏極到源極或從源極到漏極，均可傳導電流。導通電流在MOSFET上產(chǎn)生的壓降僅與MOSFET的溝道電阻成比例關系，n個MOSFET并聯(lián)時，壓降可降為單個MOSFET的1/ n。因此，理論上由整流元件壓降產(chǎn)生的損耗可人為的降到最小。同步整流(SynchronousRectify，縮寫為SR)正是利用MOSFET等有源器件的這種特性進行整流的一項技術。

　　采用 功 率 MOSFET實施SR的主要損耗為:

　　導通損耗:

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　　開通損耗:

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　　關斷損耗:

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　　驅動損耗:

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　　式中 I 為 正向電流有效值，RDS(on)為通態(tài)電阻，fS為開關頻率，CGSS為輸入電容，Coss為輸出電容，D為占空比?？梢?，正 向導通損耗與RDS(on)成正比。不同VDS的MOSFET, RDS(on)往往可相差幾個數(shù)量級，所以相同電路拓撲中采用100V MOSFET的損耗比采用200VMOSFET明顯要低。考慮到低VDS的MOSFET比高VDS MOSFET的Coss要小，據(jù)關斷損耗式，表明低VDSMOSFET的關斷損耗也小。驅動損耗式為開關過程中輸入電容充放電引起的損耗，該損耗與柵一源驅動電壓的平方成正比。由于采用了兩級變換器，對隔離級來說，因穩(wěn)壓級己經(jīng)將較寬的輸入電壓穩(wěn)在固定的中間總線電壓上，變壓器的變比可以達到最佳。

　　MOSFET的正向通態(tài)電阻RDS(on)以及輸入電容是固定的，驅動損耗只與驅動電壓的平方成正比關系?？傊捎脙杉壸儞Q器可使正向導通損耗，驅動損耗等減到最小程度。此外， 交叉級聯(lián)正激變換電路拓撲中，輸出級同步整流MOSFET所需電壓僅為輸出電壓的兩倍，再加上1.2倍的保險系數(shù)，器件的耐壓只是輸出電壓的2.4倍，遠小于傳統(tǒng)單級變換器解決方案需要達到輸出電壓4-10倍的要求。這樣采用交叉級聯(lián)正激變換電路拓撲的兩級變換器，便可使用低壓、低RDS(on，的MOSFET來實現(xiàn)極低的輸出級導通損耗。兩級變換器還采用了并聯(lián)MOSFET的輸出，得到更低的RDS(on)以及更低的損耗。在系統(tǒng)整體設計的時候，只要元件熱分布合理，裝置的使用壽命和可靠性必將有極大提高。