隨著 SiC MOSFET 等新型功率晶體管越來越多地用于電力電子系統，使用特殊的驅動器已成為必要。通過提供對 IGBT 和 MOSFET 的可靠控制，隔離式柵極驅動器專為碳化硅 (SiC) 和氮化鎵 (GaN) 等技術所需的最高開關速度和系統尺寸限制而設計。架構的演進滿足了新的效率水平和時序性能的穩定性，從而減少了電壓失真。本文以羅姆半導體的基于 SiC 技術的功率器件為參考點。

為什么要使用 SiC MOSFET?

碳化硅技術可以提供幾種類型的好處，如圖1所示：

圖 1：采用 SiC 技術帶來的好處。

首先，我們具有較低的材料固有電阻，這允許更小的芯片和最終更小的封裝。對于功率器件等復雜組件而言，這是一個關鍵因素，這些組件通常在橋接配置中包含多個層。此外，更小的裸片有助于更好地優化內部布局并降低寄生電容。

第二個好處是更高的手術頻率。通過更好的材料動態和更高的開關速率可實現更高的工作頻率，從而可以減小無源元件(線圈電感器、濾波器和變壓器)、紋波以及在某些情況下的輸入和輸出電容的尺寸。

第三個好處與更高的工作溫度有關，因為 SiC 材料的工作溫度更高(最高可達 200°C)及其更好的導電性。基于此，我們可以縮小散熱器的尺寸，或者在某些情況下簡化冷卻系統。有時甚至可以從液體冷卻系統遷移到強制空氣冷卻系統。

SiC MOSFET驅動電路的挑戰與優化

更高電壓：第一點與更高的柵極電壓有關。圖 2 顯示了不同功率器件之間的比較：SiC MOSFET、功率 MOSFET 和硅 IGBT。

圖 2：不同功率器件的比較。

從輸出特性(參考不同廠家)，我們可以觀察到電壓電平有很大的可變性。ROHM SiC MOSFET 現在已經是第三代了，其典型的柵極-源極電壓 (V GS ) 為 18 V。我們現在有興趣檢查如果我們以不正確的電壓電平驅動 SiC MOSFET 會發生什么：我們將從 18 V，逐漸將電壓降低到 16 V、14 V，甚至更低。這一點很重要，因為現場也可能發生電壓降，這是由電源電壓變化或其他因素引起的。使用圖 3所示的設置在實驗室中進行了測試：

圖 3：測試設置。

測量電路基于輸出功率為 5 kW 的升壓器配置。從 18 V 的 V GS 開始，電壓逐步降低到 14 V 以下。在 13.4 V 時，停止測試。測試結果見圖4。正如預期的那樣，R DS(on) 隨著柵極電壓的降低而增加。在 14 V 左右(指被測器件)，我們可以觀察到溫度急劇升高，必須在擊穿(由于熱失控)發生之前盡快停止測試。

圖 4：R DS(on) 和柵極電壓。

這種現象是已知的，因為 R DS(on) 溫度系數在大約 12 V 到 14 V 時將其符號反轉。在 18 V 時，溫度系數為正。這意味著當溫度升高時，R DS(on) 會增加。然而，在低柵極電壓下，溫度系數為負，當溫度降低時，R DS(on) 降低。為避免熱失控，某些類別的 SiC MOSFET 要求最小柵極電壓為 14 V。

另一個大問題是如何正確驅動 SiC MOSFET，以及我們是否可以為此目的使用硅 MOSFET。例如，考慮圖 5的電源示意圖。輸入電壓為 700?1,000 VDC，很難應用硅 MOSFET，無論如何，我們應該使用兩個串聯的 MOSFET 以滿足該應用的電壓水平。MOSFET 可以承受的最大電壓很容易達到 1,350 V 或更高(1,000 V 最大輸入電壓加上反射電壓加上雜散電感產生的浪涌電壓)。

圖 5：用硅 MOSFET 驅動 SiC MOSFET。具有三相輸入的 QR 反激式轉換器。

除了使用兩個硅 MOSFET，我們可以只使用一個 SiC MOSFET(例如 1,700-V 型)，但是如何驅動它呢?答案是我們需要一個專門的IC。ROHM BD7682FJ 是市場上第一款針對 SiC MOSFET 優化的 IC。它具有 18 V 的柵極鉗位(避免危險電壓)、14 V 的欠壓鎖定 (UVLO)、軟啟動(有助于減少柵極脈沖)和廣泛的保護功能列表。

換向更快：關于 IGBT 晶體管，眾所周知，SiC MOSFET 具有更好的動態性，這意味著換向更快。SiC MOSFET 的換流速度為幾十納秒，而 IGBT 的換流速度為數百納秒。為了實現這種快速換向，我們必須在更短的時間內提供總柵極電荷。這意味著我們在柵極驅動器中需要更高的峰值電流。高多少?如圖6所示，至少需要IGBT的電流相同，或者更高一些。

圖 6：與 IGBT 相比，SiC MOSFET 提供更快的開關。由于更快的開關時間，SiC MOSFET 需要具有更高峰值電流的柵極驅動器。

更快的換向也意味著更高的 dV/dt。dV 和 dt 都可以通過實驗測量，如圖 7所示的示例，其中比較了 IGBT 和 SiC MOSFET 的開關時間。如圖7所示，需要具有至少等于(或更高)100V/納秒的共模瞬態抗擾度(CMTI)的柵極驅動器。

圖 7：較低的閾值涉及干凈且低寄生的 PCB 布局。

較低的閾值： IGBT MOSFET 的閾值約為 +5 V 甚至更高，而對于 SiC MOSFET，該技術允許較低的閾值，約為 +1 V 或 +2 V(見圖8)。此外，由于閾值電壓的負溫度系數，該閾值隨著溫度的升高而降低。因此，在柵極驅動器設計中，我們需要注意這方面，因為柵極上的噪聲可能很危險。我們如何控制噪聲并消除寄生效應?第一步與PCB設計有關。一個好的 PCB 設計將最小化以下參數：

從 OUT 到柵極再到電容器的走線阻抗

從 GND 到源到電容器的走線阻抗

大電流路徑區域(圖8中，開啟路徑以紅色顯示，而關閉路徑以綠色顯示)

圖 8：MOSFET 半橋中的米勒效應。

第二步與米勒鉗位有關。讓我們考慮一下典型的半橋 MOSFET 柵極驅動器。當開啟半橋的上側 MOSFET(M2：OFF → ON)時，下開關兩端會發生電壓變化 V DS 。這會產生電流 (I_Miller)，為下部 MOSFET 的寄生電容 C 充電(見圖9)。該電流流經米勒電容、柵極電阻和 C GS 電容。較快的 V DS 從低切換到高。如果柵極電阻上的電壓降超過下 MOSFET 的閾值電壓，則會發生稱為“米勒效應”的寄生導通(M1 導通)。

圖 9：有源米勒鉗位。

可以通過兩種方式避免米勒效應。一種是用于保持 MOSFET 關閉的負電源 (VEE)。第二種是主動米勒鉗位，如圖10所示。

該解決方案包括添加第三個內部 MOSFET (M3)，連接到驅動電路中的最低電位。當 MOSFET 被關斷時，鉗位開關在柵極電壓降至特定水平以下時被激活，以確保 MOSFET 在任何接地反彈事件或 dV DS /dt 瞬變期間保持關斷。如圖10 所示，有源米勒鉗位可以通過將柵極直接鉗位到地或負電源來減少 VGS 增加。

第三步與柵極電壓振蕩有關。正如您在圖 10中看到的，振蕩可以是正的也可以是負的，從而產生噪聲。在這種情況下，一種行之有效的解決方法是在柵極和源極之間添加一個電容器以提高 C GD /C GS 比率。

圖 10：一個額外的電容器可以減少柵極電壓振蕩。

由于電容器對開關時間有影響，因此必須仔細評估此解決方案。基于上述考慮，滿足這些要求的器件之一是 ROHM 的 SiC MOSFET 專用柵極驅動器。BM61S40RFV 柵極驅動器具有 14.5 V 的 UVLO、22 V 的過壓保護 (OVP)、100 V/ns 的 CMTI 和 4 A 的輸出電流(在產品路線圖中已經計劃的未來設備中將增加)。

結論

設計的基礎是布局優化。這是避免給施加的電壓或電流增加噪聲或尖峰的寄生元件的第一步。第二步是在所有工作條件下都必須檢查的電壓電平和柵極信號噪聲。第三步是使用專用器件驅動 SiC MOSFET。