已知：E1和E2銅線直徑為0.1mm,實際外徑為0.12mm;NP銅線直徑為0.12mm,實際外徑為0.14mm;NS銅線直徑為0.4mm,實際外徑為0.6mm;TAPE采用0.025mm厚的麥拉膠紙。

　　A.

　　NV若采用銅線直徑為0.2mm,實際外徑為0.22mm

　　線包單邊厚度為：E1+TAPE+NP+TAPE+E2+TAPE+NS+TAPE+NV+TAPE

　　=0.12+0.025+0.14*4+0.025+0.12+0.025+0.6+0.025+0.22+0.025*2=1.77mm.

　　B.

　　NV若采用銅線直徑為0.1mm雙線并饒,實際外徑為0.12mm

　　線包單邊厚度為：E1+TAPE+NP+TAPE+E2+TAPE+NS+TAPE+NV+TAPE

　　=0.12+0.025+0.14*4+0.025+0.12+0.025+0.6+0.025+0.12+0.025*2=1.67mm.

　　測量或查EFD15的BOBBIN的單邊槽深為2.0mm，

　　所以以上2種方式繞制的變壓器都可行。

　　2. EPC13的變壓器設計

　　依然沿用以上設計方法，

　　測量或查BOBBIN資料可得EPC13 BOBBIN幅寬為6.8mm，

　　次級匝數為：6.8/0.6=11.3Ts,取11Ts.

　　初級匝數為：11*16.5=181.5Ts,取182Ts.

　　反饋匝數為：15/(5+1)*11=27.5Ts,取28Ts.

　　繼續，EPC13的繞線方式同EFD15，再這里就不再重復了。

　　以上變壓器設計出的各項差數是以控制漏感為出發點的，各項參數(肖特基的VF,MOS管的電壓應力余量……)都是零界或限值，實際設計中會因次級繞線同名端對應輸出PIN位出現交叉，或輸出飛線套鐵氟龍套管，或供應商的制程能力，都會使次級線圈減少1~2圈，對應的初級和反饋也需根據匝比減少圈數;另，目前市場的競爭導致制造商把IC內置MOS管的VDS耐壓減小一點來節省成本，為保留更大的電壓應力余量，需再減少初級匝數;以上的修改都會對EMC輻射造成負面影響，對應的取舍還需權衡，但前提是必須使產品工作在DCM模式。

　　從08年市場上推出PSR原邊反饋方案到現在我一直都有在用此方案設計產品，回顧看看，市場上也出現了很多不同品牌的PSR方案，但相對以前剛推出的PSR控制IC 來說，有因市場反映不良而不斷改進的部分，但也有因為惡性競爭而COST DOWN的部分。主要講講COST DOWN的部分。

　　因受一些品牌在IC封裝工藝上的專利限制，所以目前大部分的內置MOS的IC(不僅是PSR控制IC，也包括PWM 控制IC)采用的是在基板上置入控制晶圓和MOS晶圓，之間用金線作跳線連接，這樣就有2個問題產品了：

　　1. 金線帶來的EMC輻射。

　　2. 研制控制晶圓的公司可以自己控制控制晶圓的成本，但MOS晶圓一般采用的從MOS晶圓生產上購買，這樣一來，MOS晶圓的成本控制也成為IC成本控制的案上肉。

　　輻射可以采用優化設計來控制。

　　但MOS晶圓的COST DOWN的路徑來源于降低其VDS的耐壓，目前已有很多不同品牌的IC將VDS為650V的內置MOS降到620~630V，甚至560~600V。

　　這樣一來，只控制漏感降低VDS峰值電壓是不夠的，所以還需為VDS保留更大的電壓應力余量。

　　下面再以EPC13為實例，講講優化設計后的變壓器設計。

　　方法同上……

　　先計算出次級，

　　因考慮到輸出飛線套鐵氟龍套管或輸出線與BOBBIN PIN位交叉，所以需預留1匝空間，得，次級匝數為：6.8/0.6-1=10.3，取10Ts.

　　再計算初級匝數，因考慮到為MOS管留更大的電壓應力余量，所以反射電壓取之前的75%

　　得：(Vout+VF)*n<100*75%,輸出5V/1A,采用2A/40V的肖特基即可，2A/40V的肖特基其VF值一般為0.55V。

　　代入上式得：n<13.51,取13.5，得NP=10*13.5=135Ts.

　　代入上式驗證(5+0.55)*(135/10)=74.925<75,成立。

　　確定NP=135Ts.

　　下面再計算反饋匝數，依然取反饋電壓為15V，得，15/(5+0.55)*10=27Ts.