至此討論的所有系統均會產生可激勵傳感器的參考信號。鎖定放大器的最后一項改進是允許外部信號充當參考信號。例如，圖10展示了可使用寬帶白熾燈來測試表面光學屬性的系統。此類系統可以測量鏡面反射性或表面污染量等參數。與應用電子調制相比，使用機械斬波器調制白熾燈光源會簡單得多。接近斬波器的廉價位置傳感器會生成方波參考信號饋送給鎖定放大器。鎖相環會產生與輸入參考信號頻率和相位相同的正弦波，而非直接使用此信號。

此方法請注意一點，內部生成的正弦波必須具有低失真。雖然使用分立式PLL和乘法器可以實現該系統，但是使用FPGA實現鎖定放大器功能會帶來多個性能優勢。圖11展示了使用FPGA構建的鎖定放大器，采用基于ADA4528-1零偏移放大器的前端和24位Σ-Δ ADC AD7175-2。此類應用無需很高的帶寬，因此我們可以將鎖相放大器的噪聲帶寬設置為50 Hz。受測設備仍然是任何可外部激勵的傳感器。ADA4528-1配置為噪聲增益為20，以充分利用ADC的滿量程(本例隨意設置)。雖然直流錯誤不會影響測量，但是最大限度降低失調漂移和1/f噪音仍然很重要，因為它們會縮小可用的動態范圍，尤其是針對高增益配置放大器的情況。ADA4528-1的2.5 ?V最差情況的輸入失調誤差表示只有10 ppm的AD7175-2全量程輸入范圍(采用2.5 V基準電壓)。ADC后的數字高通濾波器將移除任何直流失調和頻率很低的噪聲。要計算輸出噪聲，我們需要了解AD7175-2的電壓噪聲密度。數據手冊規定ADC噪聲為5.9 ?Vrms，輸出數據速率為50 kSPS，使用Sinc5 + Sinc1濾波器并支持輸入緩沖器。采用這些設置的等效噪聲帶寬為21.7 kHz，這將產生40 nV/√Hz的電壓噪音密度。ADA4528的寬帶輸入噪聲是5.9 nV/√Hz，它會在輸出為118 nV/√Hz時出現，產生125 nV/√Hz的組合噪音密度。由于數字濾波器的等效噪聲帶寬僅為50 Hz，因此輸出噪聲為881 nVrms。在±2.5 V輸入范圍內，這將產生動態范圍為126 dB的系統。通過調整低通濾波器的頻率響應，我們能夠以帶寬來換取動態范圍。例如，針對1 Hz等效噪聲帶寬設置濾波器，所產生的動態范圍為143 dB，而將帶寬設置為250 Hz，則會獲得119 dB的動態范圍。

數字鎖相環會生成鎖定為激勵信號(可以是外部信號或FPGA內部生成的信號，并且不必是正弦波)的正弦波。參考正弦波中的任何諧波也將與輸入信號相乘，將諧波頻率中存在的噪聲和其他無用的信號解調，正如兩個方波相乘的情況(見圖5)。以數字方式生成此參考正弦波的一個優勢是，這樣只需調整數字精度，即可相對輕松地生成失真度極低的信號。例如，圖12展示了四個使用4、8、16和32位精度以數字方式生成的正弦波。顯然，使用4位精度所獲得的性能與圖5中的情況差別不大，但是該情況會在使用更高精度數字后很快得以改善。在16位精度條件下，需要付出一些努力才能生成具有如此低總諧波失真(THD)的模擬信號，在32位精度時THD超過–200 dB，這是不可能與模擬電路相匹配的。此外，由于這些是以數字方式生成的信號，因此它們可以很好地重復。將數據轉換到數字域并輸入FPGA后，就無需考慮其他噪聲或漂移。

在乘法器后，低通濾波器將除去任何高頻成分并輸出信號的同相和正交組分。繼續假定濾波器的等效噪聲帶寬僅為50 Hz，沒有理由按原始采樣速率250 kSPS傳輸數據。低通濾波器可包括抽取濾波器級，以降低輸出數據速率。該流程的最后一步是計算輸入信號同相和正交組分的幅度和相位。

小結

嵌入噪底的低頻小信號難以測量，但是應用調制和鎖定放大器技術可以獲得高精度的測量。最簡單的鎖定放大器可以是在兩個增益之間切換的運算放大器。雖然這不會帶來最好的噪聲性能，但是與簡單的直流測量相比，簡單的低成本電路仍然非常具有吸引力。此電路的一項改進是使用正弦波參考和乘法器，但是在模擬域中實現會比較難。為獲得終極性能，可考慮使用低噪聲、高分辨率的Σ-Δ ADC(例如AD7175-2)，以便將輸入信號數字化，然后生成參考正弦波以及數字域中鎖定放大器的所有其他要素。

作者

Luis Orozco [luis.orozco@analog.com]是ADI公司工業和儀器儀表部系統應用工程師，主要涉足精密儀器儀表、化學分析和環境監測應用。Luis于2011年2月加入ADI。在加入ADI前，他在數據采集設備設計領域擁有超過十年的工作經驗。