過去數十年，各種能源法規都強調了制造節能型產品的重要性。這大大促進了節能降耗[1]。此外，這些法規和標準為利用諸如SiC MOSFET等新技術優異的特性，設計出更富創新性的家用電器鋪平了道路[2]。采用這些技術有助于制造商獲得最高能效等級認證。
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文：英飛凌科技Konstantinos Patmanidis、Stefano Ruzza、Claudio Villani

引言
不久前，英飛凌推出了一款新開發的高級集成功率器件（IPD）IM105-M6Q1B。IM105-M6Q1B采用7 mm x 7 mm四邊無引線扁平封裝（QFN），將英飛凌CoolSiCTM技術的諸多優點和堪稱行業標桿的高可靠的高壓驅動集成電路（IC）集于一體。使用這個集成功率器件（IPD），可以設計出具有更高功率密度的低功率電機驅動器，同時突破限制，擴大無散熱片運行條件下的輸出功率范圍。
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如圖1所示，設計了一個測試驅動板，用于測試IM105-M6Q1B在典型冰箱壓縮機負載狀態下的性能。圖中還提供了IM105-M6Q1B的框圖。IPD的組成部分包括一個SiC MOSFET半橋（在Vgs = 18 V且Tj = 25°C條件下，其典型通態電阻為257 mΩ）和一個基于絕緣體上硅（SOI）技術的柵極驅動器。相比于標準器件的600 V阻斷電壓，其最大阻斷電壓已增至650 V，可在電網電壓發生波動時提供更大耐壓余量。英飛凌SOI技術用于柵極驅動器的優勢在于高開關頻率[3]、低歐姆（30Ω）單片集成自舉二極管[3、4]和對感性負載切換過程引起的負瞬態具有很強的抗干擾能力[5]。此外，這個柵極驅動器提供了固定的內部死區時間，通常為540 ns，只要外部死區時間比這個值小，就會自動插入，以實現上下橋直通保護。所有這些柵極驅動器功能，以及英飛凌CoolSiCTM技術的優點，都集成在一個小型表面貼裝器件（SMD）封裝中。
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圖1：驅動板測試車和IM105-M6Q1B框圖

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通態輸出特性
本小節探討了IM105-M6Q1B在兩種柵極偏置電壓（15 V和18 V）下的典型輸出特性。在小功率家電電機驅動器市場，兩種常用的產品是IKD04N60RC2和IPD60R280PFD7S。本小節也將它們的輸出特性與IM105-M6Q1B進行了比較。

第一個輸出特性圖如圖2所示。可以看出，在第一象限運行中，IM105-M6Q1B的壓降大大低于（約4A）IKD04N60RC2的壓降。此外，通常情況下，IM105-M6Q1B的RDS(on)溫度依賴性在Vgs = 15 V時僅為0.11 mΩ/°C，在Vgs = 18 V時略高，為0.2 mΩ/℃。這凸顯了CoolSiCTM技術的溫度依賴性極小的特征。另一方面，在二極管導通期間的第三象限運行中，IM105-M6Q1B的壓降高于IKD04N60RC2。然而，請注意，二極管僅在死區時間內導通，在應用條件下，死區時間約在0.5到1 μs之間，因此，其造成的損耗微不足道。當SiC MOSFET溝道在第三象限運行中導通時，壓降略低于第一象限運行中的壓降。
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圖2：IM105-M6Q1B的通態輸出特性與IKD04N60RC2對比

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圖3所示為第二個比較圖。顯然，在Tj = 25°C條件下，IPD60R280PFD7S在第一象限運行中的壓降低于IM105-M6Q1B。當Vgs = 10 V且Tj = 25°C時，IPD60R280PFD7S的典型RDS(on)為233 mΩ。如其數據表所列，對于這種器件類型，增加柵極偏壓并不會進一步降低壓降。除此之外，還可以看出，IPD60R280PFD7S的壓降溫度依賴性明顯高于IM105-M6Q1B。IPD60R280PFD7S的典型RDS(on)溫度依賴性約為2.53 mΩ/°C，因此當結溫升高時，其導通損耗將高于IM105-M6Q1B。同樣地，當二極管加正向偏壓時，IPD60R280PFD7S的壓降低于IM105-M6Q1B。
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圖3：IM105-M6Q1B的通態輸出特性與IPD60R280PFD7S對比

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最后，圖4顯示了上述器件的典型動態損耗總值，這些數據是使用典型的雙脈沖測試裝置測得。請注意，本分析不包括反向恢復損耗，因為它們對總損耗的影響相對較小。兩種器件的電壓變化率dv/dt均調節為6.5 – 7 V/ns左右，以確保公平比較。IM105-M6Q1B的開關速度由其集成柵極驅動器在內部調節為6至7 V/ns（20–80%）。
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測試表明，相比于IKD04N60RC2，特別是相比于IPD60R280PFD7S，IM105-M6Q1B的功率損耗低得多，其功率損耗主要取決于導通損耗。最后，IM105-M6Q1B的動態損耗對溫度的依賴性可以忽略不計，而其他器件，哪怕當Tj=100°C時，損耗也開始顯著增加。
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圖4：不同開關電流和溫度條件下的開通和關斷動態損耗之和

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典型冰箱壓縮機仿真分析
典型冰箱壓縮機的完整工作循環包括多個工作點。其中兩個最獨特的工作點是額定工作點（輸出功率約為40 W）和高負載工作點（輸出功率約為160 W）。本分析使用了PLECS?軟件工具來仿真計算三個器件的功率損耗。圖5和圖6所示為仿真結果和典型應用條件。在這些仿真中，殼溫設置為Tc=110°C。受限于材料特性，這通常是印刷電路板（PCB）的最高工作殼溫。在輕負載或額定負載條件下，IM105-M6Q1B的損耗比IPD60R280PFD7S低了近43%，更比IKD04N60RC2低60%。在這些條件下，將柵極電壓增至Vgs＝18V并沒有帶來明顯益處。
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在高負載的情況下，IM105-M6Q1B的損耗比IPD60R280PFD7S低了近37%，更比IKD04N60RC2低64%。在這個測試中，將IM105-M6Q1B的柵極電壓增至Vgs＝18V，使損耗相對于柵極電壓Vgs＝15V時降低了14%，這是IM105-M6Q1B可實現的最低損耗。
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圖5：在特定的額定負載條件下典型冰箱壓縮機的功率損耗分割圖
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圖6：在特定的高負載條件下典型冰箱壓縮機的功率損耗分割圖

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逆變器級的效率計算如表1所示。本分析考慮了一個兩電平三相逆變器，即，總共6顆器件。在標稱負載下，IM105-M6Q1B的總效率增加量比IKD04N60RC2多2.7%，比IPD60R280PFD7S多近1%。在高負載條件下，相比于IKD04N60RC2和IPD60R280PFD7S，效率分別增加了約為1.5%和0.5%。
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表1：6橋兩電平三相逆變器的效率計算

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硬件實驗結果
本小節討論了IM105-M6Q1B在外形（即，功率密度）方面的額外好處。此外，利用IKD04N60RC2和IM105-M6Q1B，對采用類似設計的低功率驅動板的無散熱片輸出功率能力進行了比較分析。圖7并排顯示了這兩個驅動板的圖片，以便清楚地突出顯示它們的差異。兩個驅動板都搭載了類似的電磁干擾（EMI）濾波器、二極管整流器、DC link電容器和單片機IMC101T-038（iMOTION? ?IMC100系列電機控制器）。

兩種設計的布局都采用雙層板和35 μm銅箔厚度。主要區別在于逆變器級。使用IKD04N60RC2的驅動板需要6顆采用TO-252封裝的IGBT單管和一個全橋三相柵極驅動器IC，以形成一個兩電平三相逆變器。另一方面，得益于其將半橋和柵極驅動器集成到QFN封裝中，使用IM105-M6Q1B的驅動板所需空間小得多。因此，這個驅動板的尺寸可以縮小15%，從而提高功率密度。
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圖7：低功率消費類驅動應用：藍色PCB（左側）使用IM105-M6Q1B，尺寸：66.4 mm x 78 mm；紅色PCB（右側）使用IKD04N60RC2，尺寸：78 mm x 78 mm

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小功率家電電機驅動應用（如，冰箱壓縮機、循環泵，等等）的開關頻率（fsw）通常在7.5至17 kHz之間。這些應用大部分未配置散熱片，因為其低輸出功率確保了功率開關在規定熱限值范圍內工作。如前所述，它們的最大允許殼溫（Tc,max）限制在110°C左右。
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為了研究和分析驅動器在測試條件下的性能，選擇了一個典型的冰箱壓縮機。圖8所示為將冰箱壓縮機用作負載的實驗室試驗臺。使用熱像儀來監測逆變器的頂部殼溫。控制方案實現采用了英飛凌的iMOTIONTM IMC101T-T038單片機和隔離式調試探頭iMOTIONTM Link。被測驅動器直接向DC link供電，以避免任何電網電壓波動或負載對電壓造成影響，并且支持使用標準無源探頭，而不需要浮地的測量設備。將無源探測器連接至低邊功率器件，以測量器件的典型dv/dt行為。最后，在輸出相中連接一個電流探頭，用于監測電機電流。
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圖8：實驗室試驗臺

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采用了兩種調制技術，一種是7段式空間矢量脈寬調制（SVPWM），另一種是5段式空間矢量脈寬調制（SVPWM）（可降低開關損耗），如[6]所述。表2列出了實驗測試條件。對于所有實驗條件，DC link電壓均預設為310 V，由高壓直流電源單元供電。冰箱壓縮機的輸出基頻（fs）配置為20 Hz。環境溫度（Ta）為約25°C室溫。未測量功率因數（PF）以避免任何額外的寄生效應的影響。唯一的獨立實驗變量是調制系數。調節調制系數，直至逆變器達到最高管殼溫，從而獲得不同的允許相電流。使用開環控制方案進行調節，在本實驗中即為V/f控制，因為僅關注逆變器級的情況。這些實驗可以表明驅動板的最大輸出功率能力。
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表2：實驗測試條件

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圖9所示為輸出功率能力。圖中的輸出功率計算考慮了PF為0.75且調幅指數為1。顯而易見，IM105-M6Q1B的輸出功率幾乎是IKD04N60RC2驅動板的兩倍，這也證明其功率密度更高。相比于在Vgs＝15V條件下的測試，在這項測試中，柵極電壓增至約Vgs＝18.5V，這使得輸出功率增加了6%。
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圖9：不同開關頻率和調制方案下的最大允許相電流

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最后，圖10和圖11所示為這項測試使用的兩顆器件的典型dv/dt行為。高邊開關用HS表示，低邊開關用LS表示。請注意，IKD04N60RC2的導通dv/dt設置為約6至7 V/ns。
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圖10：在Tc,max下，設置為6.5 V/ns的IKD04N60RC2驅動板在不同開關電流下的電壓變化率（dv/dt，20-80%）
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圖11：在Tc,max下，IM105-M6Q1B驅動板在不同開關電流下的電壓變化率（dv/dt，20-80%）
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結語
新出臺的針對小功率電機驅動應用（即，家用電器）的能效標簽指令，強調了開發創新解決方案和采用新型半導體技術，以達到最高能效等級的重要性。本文介紹了英飛凌CoolSiCTM MOSFET在集成式產品IM105-M6Q1B中實現的多個優點。尺寸僅為7 mm x 7 mm的小型QFN封裝有助于設計出具備更高功率密度的系統級解決方案。為了突出其優點，設計了一個基于IM105-M6Q1B的驅動板，其尺寸比基于IKD04N60RC2的分立式解決方案縮小了15%。IM105-M6Q1B的輸出功率處理能力也大大優于IKD04N60RC2。不僅如此，使用IM105-M6Q1B可將逆變器效率提高1 – 2.7 %。
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參考資料
[1] A. C. Russo, M. Rossi, M. Germani, and C. Favi, “Energy label directive: Current limitations and guidelines for the improvement”, Procedia CIRP, vol. 69, pp. 674–679, 2018, 25th CIRP Life Cycle Engineering (LCE) Conference, 30 April – 2 May 2018, Copenhagen, Denmark. doi: https://doi.org/10.1016/j.procir.2017.11.136.
[2] J. Millán, P. Godignon, X. Perpi?à, A. Pérez-Tomás, and J. Rebollo, “A Survey of Wide Bandgap Power Semiconductor Devices”, in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 29, no. 5, pp. 2155–2163, May 2014, doi: 10.1109/TPEL.2013.2268900.
[3] J. Song, “Level-Shifter Current Influence to Power Loss of Gate Driver IC”, PCIM Europe 2019; International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management, Nuremberg, Germany, 2019, pp. 1–4.
[4] Frank, Wolfgang & Hellmund, Oliver & Boguszewicz, Viktor, “Compact and Powerful 600V Half Bridge Driver ICs for Consumer Electronics and Home Appliances”, Bodo's Power Systems. 22. 2013.
[5] J. Song and W. Frank, “Robustness of level shifter gate driver ICs concerning negative voltages”, PCIM Europe 2015; International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management, Nuremberg, Germany, 2015, pp. 1–7.
[6] E. R. C. da Silva, E. C. dos Santos, and B. Jacobina, “Pulsewidth Modulation Strategies,” in IEEE Industrial Electronics Magazine, vol. 5, no. 2, pp. 37–45, June 2011, doi: 10.1109/MIE.2011.941120.www.infineon.com
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