導讀：

　　將GaN FET與它們的驅動器集成在一起可以改進開關性能，并且能夠簡化基于GaN的功率級設計。

　　氮化鎵 （GaN） 晶體管的開關速度比硅MOSFET快很多，從而有可能實現更低的開關損耗。然而，當壓擺率很高時，特定的封裝類型會限制GaN FET的開關性能。將GaN FET與驅動器集成在一個封裝內可以減少寄生電感，并且優化開關性能。集成驅動器還可以實現保護功能。

　　簡介

　　氮化鎵 （GaN） 晶體管的開關性能要優于硅MOSFET，因為在同等導通電阻的情況下，氮化鎵 （GaN） 晶體管的終端電容較低，并避免了體二極管所導致的反向恢復損耗。正是由于這些特性，GaN FET可以實現更高的開關頻率，從而在保持合理開關損耗的同時，提升功率密度和瞬態性能。

　　傳統上，GaN器件被封裝為分立式器件，并由單獨的驅動器驅動，這是因為GaN器件和驅動器基于不同的處理技術，并且可能來自不同的廠商。每個封裝將會有引入寄生電感的焊線和引線，如圖1a所示。當以每納秒數十到幾百伏電壓的高壓擺率進行切換時，這些寄生電感會導致開關損耗、振鈴和可靠性問題。

　　將GaN晶體管與其驅動器集成在一起（圖1b）可以消除共源電感，并且極大降低驅動器輸出與GaN柵極之間的電感，以及驅動器接地中的電感。在這篇文章中，我們將研究由封裝寄生效應所引發的問題和限制。在一個集成封裝內對這些寄生效應進行優化可以減少該問題，并且以高于100V/ns的高壓擺率實現出色的開關性能。

　　圖1. 由獨立封裝內的驅動器驅動的GaN器件 （a）；一個集成GaN/驅動器封裝 （b）。

　　圖2. 用于仿真的半橋電路的簡化圖

　　仿真設置

　　為了仿真寄生電感效應，我們使用了一個采用直接驅動配置的空乏型GaN半橋功率級（圖2）。我們將半橋設置為一個降壓轉換器，總線電壓480V，死區時間50ns時50%占空比（輸出電壓 ［VOUT］ = 240V），以及一個8A的電感器電流。這個GaN柵極在開關電壓電平間被直接驅動。一個阻性驅動設定GaN器件的接通壓擺率。一個電流源只會仿真一個與連續傳導模式降壓轉換器內開關 （SW） 節點所連接的電感負載。

　　共源電感

　　高速開關中最重要的一個寄生要素是共源電感（圖1a中的Lcs），它限制了器件汲取電流的壓擺率。在傳統的TO-220封裝中，GaN源由焊線流至引線，而汲取電流與柵極電流都從這里流過。這個共源電感在汲取電流改變時調制柵源電壓。共源電感會高于10nH（其中包括焊線和封裝引線），從而限制了壓擺率 （di/dt），并增加開關損耗。

　　借助圖1b中所示的集成式封裝，驅動器接地直接焊接至GaN裸片的源焊墊。這個Kelvin源連接最大限度地縮短了電源環路與柵極環路共用的共源電感路徑，從而使得器件能夠以高很多的電流壓擺率來開關。可以將一個Kelvin源引腳添加到一個分立式封裝內；然而，這個額外的引腳會使其成為一個不標準的電源封裝。Kelvin源引腳還必須從印刷電路板 （PCB） 引回至驅動器封裝，從而增加了柵極環路電感。

　　圖3.不同共源電感情況下的高管接通：紅色 = 0nH，綠色 = 1nH，藍色 = 5nH。E_HS是高管器件的VDS和IDS在運行時間內的積分值（能耗）。

　　圖3顯示的是高管開關接通時的硬開關波形。在共源電感為5nH時，由于源降級效應，壓擺率減半。一個更低的壓擺率會帶來更長的轉換時間，導致更高的交叉傳導損耗，如能耗曲線圖中所示。在共源電感為5nH時，能量損耗從53μJ增加至85μJ，增加了60%。假定開關頻率為100kHz，功率損耗則會從從5.3W增加至8.5W。

　　柵極環路電感

　　柵極環路電感包括柵極電感和驅動器接地電感。柵極電感是驅動器輸出與GaN柵極之間的電感。在使用獨立封裝時，柵極電感包括驅動器輸出焊線 （Ldrv_out）、GaN柵極焊線 （Lg_gan） 和PCB跡線 （Lg_pcb），如圖1a中所示。

　　基于不同的封裝尺寸，柵極電感會從緊湊型表面貼裝封裝（例如，四方扁平無引線封裝）的幾納亨到有引線功率封裝（例如TO-220）的10nH以上。如果驅動器與GaN FET集成在同一個引線框架內（圖1b），GaN柵極直接焊接到驅動器輸出上，這樣可以將柵極電感減少至1nH以下。封裝集成還可以極大地降低驅動器接地電感（從圖1a中的Ldrv_gnd + Ls_pcb到圖1b中的Lks）。

　　降低柵極環路電感對于開關性能有著巨大影響，特別是在關閉期間，GaN柵極被一個電阻器下拉。這個電阻器的電阻值需要足夠低，這樣的話，器件才不會在開關期間由于漏極被拉高而又重新接通。這個電阻器與GaN器件的柵源電容和柵極環路電感組成了一個電感器-電阻器-電容器 （L-R-C） 槽路。方程式1中的Q品質因數表示為：