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01PA記憶效應中0頻兩側阻抗不同的推導
Q：下圖是公眾號文章《5G PA“記憶效應”的現象、形成與消除》，請教一下標記字體怎么理解？為什么0頻兩側阻抗不同？
A：供參考：
Q：謝謝，
02
有關寄生電感值計算的討論
Q：問下我們計算感值用Y參數和Z參數算出來有差異?是有什么適用條件？port口接50ohm。
A：y參數默認另一個端口短路，z參數是開路。
Q：這個我知道?但是知道s參數?公式編輯轉化成y或者z參數。而且互感系數用Z參數算出來合理?互感系數低于1。
我再看看?可能哪里有問題。
A：你這是不是算的二端口網絡里并聯部分的感值和串聯部分的感值？
A：stoy()?里面不需要填整個S矩陣，填一個復數就可以用的嗎？例如S13？要不你試試 Ys=stoy(S), 然后用Ys(1,3)?來繼續算？
Q：可以，是四端口變壓器。
A：這倆式子一個算的串聯的一個算的并聯的，那結果就是不一樣的。
A：Z參數算的是V1/I3(I3=0, 3端口開路），所以3端口到地寄生C是和你變壓器電感串聯，算出來的感值偏小就是正常的。
Q：比如計算感值用Y參數計算?端口無論是50ohm還是到地?值都是一樣的?但是Z參數就和你端口狀態有關。分別是50ohm和端口接地。
A：對呀，Y參數是I1/V3(V3=0, 3端口短路到地）所以3端口接多大port就是應該和到地一樣的。
Q：為什么s參數轉成Y參數就是默認短路的，不用考慮端口狀態，轉化成Z參數還和端口狀態相關，按理說轉化成Z參數應該有相同效果，我這里不存在到地寄生，理想原理圖地。
A：如果是S參轉換過去的話應該都是一樣的。
Q：是的?之前單獨仿真串并電感是一樣的，不知道是不是結構問，我再看下。
A：根據定義，Z和Y矩陣都與端口阻抗無關的。
Q：單獨電感是完全重合的?變壓器需要考慮其他端口影響應該?謝謝各位。
03
有關LNA噪聲系數與輸入匹配關系的討論
Q：請教一個LNA問題，為甚么反射系數越差，噪聲系數越好，怎么解釋呢？
A：指標之間相互制約，很正常的。這兩個指標沒有必然的正相關關系。
Q：換種說法，源阻抗選擇會和噪聲系數相關?這個時候肯定不是共軛匹配，想知道原理，我覺得有聯系的。
A：低噪放有一個最佳噪聲阻抗，輸入阻抗越接近噪聲越接近NFmin（一般是設計能達到最低值），一般來說，最佳噪聲阻抗不在50ohm。
A：也不是反射系數越差，噪聲系數越好。你可以看看經典二端口噪聲網絡理論，放大器噪聲基本和FET參數相關，但是輸入阻抗和負載相關，以及反饋。LNA設計主要是通過各種手段，比如反饋等等，將輸入阻抗和噪聲阻抗點的距離拉近，同時簡化匹配網絡，實現一個比較好的trade off。
A：一般低頻LNA，最優噪聲阻抗比較大，100附近了，所以，仿真結果上看上去，輸入阻抗變大，遠離50ohm接近100，輸入匹配變差，噪聲系數變好。
A：噪聲系數很好只能說明源阻抗選取更加靠近最佳噪聲系數NFmin圓心，但此時的阻抗偏離了源最佳阻抗點。
Q：所以大多數是犧牲增益換取噪聲系數，原理上怎么解釋呢？器件的大信號特性或者參數使得這兩個阻抗點不一樣。
A：犧牲增益是為了獲得一個能夠接受的噪聲。原理上，匹配網絡只能影響增益大小，不能改變NFmin的位置，一般來說就是把等噪圓和等增益圓畫出來，選一個折中的輸入阻抗。
我感覺還是多數靠反饋吧。反饋可以改變雙共軛匹配的阻抗位置，可以吧NFmin的位置和共軛匹配的位置拉近。
A：寬帶的基本靠反饋，原理參考托馬斯李那本書LNA一節的吧。
04
有關MIPI協議中的TriggerMode討論
Q：請問MIPI協議里定義LNA的trigger mode是什么意思，是說LNA開關嗎？
A：可以理解為一種緩存，可以用來觸發多個寄存器同時生效。如果trigger使能的話就不把數據寫入寄存器，關閉trigger就會直接把數據寫入寄存器。推薦參考文章：《MIPI RFFE協議解讀》點擊藍字跳轉文章。
05
有關同軸線用做變壓器阻抗變換的討論
Q：家人們，早上好！請教大家一個問題，這種功放管子用射頻同軸線U型彎傳輸信號，具體是怎樣工作改變相位的？
A：這個是靠同軸線內導體和外導體之間180度的相位差。
Q：謝謝！這個同軸線內導體芯線和外屏蔽層接在同一塊銅皮上，相當于短路發生全反射，Г=-1，相位確實對應180度，但是這樣射頻信號沒有參考地信號怎么灌進去傳輸的？
A：差分的話只能是互相參考，就是信號在微帶內傳輸，但是沒有地。
A：看圖片，中間電感匹配的吧？看上去像1:4的。
A：看圖片，電路明明用的是平衡式4：1阻抗變換，但是接法應該有問題吧，為什么這電纜兩端還短接了。我覺得是接錯了。
Q：電感匹配沒有問題，接電容也可以。但是為啥和電纜另一頭阻抗變比后的端子還用銅皮短接在一起。
A：應該是沒接錯，這個就是把推挽的令一路當參考地。
就看成一個λ/4阻抗變換就好了吧。
Q：參考地是虛地。正常的接法是像上面那個一樣，也就是示意圖那樣。
A：像是這個，9:1的guanella transformer。
Q：這樣，看是9：1，謝謝。
06
有關GaN PA設計中，過推功率電流消失的現象討論
Q：請教一下群里做PA芯片設計的朋友：GaN放大管，推飽和功率的時候，突然靜態電流沒有了，然后過一段時間又自動恢復了，但是再推功率，功率稍微大一點，靜態電流又沒了。我懷疑是過推導致這種現象，導致柵極損傷？為什么會出現這種現象的？
A：什么叫推飽和的時候，靜態電流沒有了，那工作電流呢？
Q：推飽和功率的時候，管子的工作電流沒有了，電流為0。
A：柵壓、柵流看了嗎？
Q：柵壓沒有變化，10-20mV的變化而已，柵流還沒看。
A：trapping效應。
Q：如果是這個效應，這么嚴重的嗎？我感覺不太正常。現在上了好幾次電了，柵壓漏壓正常，但靜態電流依舊是0。
A：激勵也斷開了嗎？
Q：嗯，trapping效應一般是靜態工作點的電流下降，不至于像這種好幾次上電，依舊為0mA。
A：電流沒有了，功率還有不？
Q：沒有，電流，功率，增益都沒有。
A：抬高柵壓也沒有靜態嘛？
Q：柵壓還沒有抬高，一直恒定的。
A：漏極電壓多少伏？連續波，還是脈沖？
Q：32V，連續波。
A：漏極金線有檢查過嘛？
Q：沒有，我是做應用的~我看了下，就是推動功率比較大，接近了max range，所以才猜想是不是柵極損傷了。
A：柵極電流有看過不？柵極損傷，一般都是電流變大。
Q：是的，所以我很奇怪，之前突然電流會恢復，增益正常~好幾次
現在已經恢復不起來了。
A：這個功率是不是10w以內的？
Q：10-20w的管。
A：那現在直流看，柵極還能漏流不？
Q：現在完全壞了，調柵壓也調不起來了。
A：漏極直接短路了？
Q：GaN漏級一直都是短路的啊。
應該是輸入過大推壞的，就是不太清楚里面器件設計是如何出現這種現象情況的。
A：過推會導致柵極電流，進一步導致溝道夾斷，一般過推2-3dB也不會沒有電流。
07
有關EVM和信噪比之間關系的討論
Q：EVM和信噪比有關系嗎？
A：有。
Q：調制質量，尤其發射機強信噪比時候，說EVM和通常接收機，白噪聲的信噪比門限，誤碼率，是不是應該分開討論。
A：EVM=10^(-SNR/20)
Q：這個EVM是在哪里測試的?接收輸入門限下的中頻輸出嗎？矢量信號分析儀也看不出來吧？是數字解調里面自己解算的嗎？
A：RX EVM通常芯片內部可以計算得出的 Lowpin和Highpin影響因素不一樣?；Lowpin主要是NF占主導；考慮信號源以及元件噪聲；Highpin非線性失真Phasenoise等.
A：EVM和SNR有對應關系，誤碼率也和EVM有對應關系，那EVM和誤碼率的關系呢?
是不是不同調制方式EVM和誤碼率關系不一樣，是這么理解嗎?
Q：這種瀑布圖都不體現調制信號質量吧，當理想調制吧。
A：TX的EVM用頻譜儀測，RX的EVM可以把數據采樣出來，用matlab去計算。實際系統工作時不會實時去計算EVM，EVM和SNR都是模擬域的指標，用來衡量信號質量，誤碼率是數字域指標，這個指標是有規定的，比如10的-4次方，根據這個要求可以可以得出數字域要求的信噪比Eb/N0，這個一般與采用的編碼方式和調制方式有關，得到這個就可以進行指標分配了，一般4G要求的SNR是-1.1dB，GSM是4.6dB。
Q：那還是沒有說清，EVM如何關聯信噪比，或者能不能轉換。
A：可以轉換的，公式就是上面這個EVM=10^(-SNR/20)」
Q：那這個EVM是發射測試的嗎？
A：發射可以用頻譜儀去測，接收要把數據采出來，用matlab去解。
A：EVM和SNR都是衡量信號質量。發射一般用EVM表征，接收用靈敏度表征(靈敏度和SNR一一對應)，內在邏輯是一樣的。
Q：這么問吧?一個發射EVM很差，電平中強，給接收機，一個發射EVM很好，電平在靈敏度附近，給接收機。
A：電平是接收電平？
Q：是啊，當一臺EVM可以改的射頻信號源吧。
A：EVM差，接收電平高，會有deadzone ，不一定能解調下來。
A：這個還要看接收機性能吧？以及具體的調制方式，不能單一看發射機。
A：這篇文章不錯，進一步的參考是不是得看通信原理呢？沒學過但是粗略翻一遍沒找到講EVM的，供參考。
08
有關濾波器工藝角偏差的討論
Q：關于文章《5G射頻前端模組中的濾波器》有以下疑問：這種濾波器有工藝角偏差嗎？以及這種濾波器也存在輸出飽和功率這是為什么呢？是因為無源器件的金屬電流承載能力不夠了嗎？
點擊圖片跳轉至《5G射頻前端模組中的濾波器》
A：這種濾波器內部是金屬叉指，大功率會導致溫度升高，叉指的尺寸和間距都會變化，影響性能，極端情況下會燒斷叉指，所以有功率耐受的指標。
Q：那就是說本質上還是大功率引起的溫度變化導致存在飽和功率，而不是像有源器件一樣受限于其非線性和電源對嗎？
A：嗯，是的。
Q：另外，請教下，像這種主要是金屬結構的濾波器，它的工藝角偏差會大嗎？
在有源器件里主要是摻雜濃度不同導致管子的VTH的不同，稱為工藝角的不同。
A：你說的工藝角偏差，我理解是會造成一致性的問題吧，最終影響的是良率，濾波器是會有這個問題的，介質摻雜濃度，金屬濺射精度等等因素都會影響，并且不同工藝的濾波器也是不一樣的。
Q：但這種摻雜濃度和金屬濺射的精度的影響是不是相對于有源器件來說要小不少？因為我理解的話，有源器件本來溝道就是很小的一塊區域，那么精度差一點或者摻雜得稍微多一點或少點，影響會很大，但是作為濾波器來說，其尺寸本來就比有源器件要大不少，那么比如走線寬度稍微寬了些窄了些，是不是影響應該相對還好？
A：介質濾波器我記得有工藝角偏差，其他不太熟悉，tan?。
Q：您是說的損耗角是嗎？這種影響一般多大呢？
A：對，損耗角，這個要看設計了。
Q：不過我其實比較好奇的是，就像上面說的，介質摻雜濃度和金屬濺射精度會存在多大的差異，以及這些差異對無源器件的影響究竟大不大呢？比如一個100um*100um的線圈，可能設計時的電感值大約1nH，那實際造出來的話，可能會有多大偏差呢？
A：影響很大，比如金屬叉指的間距是與介質中的波長強相關的，直接影響工作頻率，相差幾um的話，頻率可能就會偏，而聲學濾波器Q值是很高的，通帶偏一點可能性能就不滿足了，另外還會造成帶內紋波惡化等等，所以對尺寸非常敏感，在設計的時候一般要考慮工藝的誤差，性能上會留出一定余量。聲學濾波器跟其它LC或LTCC濾波器原理不一樣，它是機械能與電能的轉換。
Q：原來如此，學習了，謝謝！
09
有關NFC影響GPS定位的問題排查討論
Q：有人遇到過NFC影響GPS定位的問題嗎？
A：被動端還是主動端？
Q：打開NFC，GPS傳導測試定位就會變慢甚至無法定位。
A：懷疑干擾可以拿頻譜儀看一下頻譜。
Q：NFC輸出在頻譜儀上看了下，在GPS頻段沒有東西。而且GPS有屏蔽罩，難以輻射。
A：?GPS反接測下，你有可能是電源干擾了。
A：排查時鐘頻率或者NFC頻率的高次諧波對GPS模塊的干擾路徑，GPS只是被干擾定位慢，說明干擾信號在帶內很小或者帶外，頻譜儀底噪太高看不到的。
重點排查接地。
Q：說的是測試座嗎，直接從GPS芯片口測試也是定位慢。帶外也能干擾到嗎?
有個1574.4MHz的時鐘倍頻。但那個打開和關閉NFC都存在，似乎不是影響因素。
A：反接測試座到頻譜儀，看下干擾是底噪的抬升還是點頻。
Q：似乎都沒有，CN0測試正常。40左右。
A：看你的描述像是傳導的干擾，看看打開NFC情況下的WBIQ？干擾應該在WBIQ上會有所體現的。
Q：是的，傳導干擾。IQ怎么看，走的內層，是Qlink。
A：高通的可以直接測WBIQ，Qlink的就不清楚了，看看NFC的時鐘、信號。
Q：高通測試WBIQ PASS了。
A：可以看看WBIQ對應的底噪，如果沒異常可能就不是硬件問題了。
Q：TIS測試打開和關閉NFC沒差異，沒有干擾GPS前端。
10
有關不同Term阻抗下的S參數值理解討論
Q：各位老師好，我想請問一個關于S參數的問題。在大學里學的S參數一定是在網絡某一個端口匹配的情況下，得到反射系數和傳輸系數；也就是說，只要網絡確定，其S參數唯一確定，不受端接阻抗影響。
但是在ADS仿真時會設置Term阻抗，而且改變阻抗時，得到的S參數也會變，這和大學里學的有點矛盾，請問這是什么原因呢？是ADS中的S參數與課本上定義不一樣嗎？
A：不是。就像我們使用適量網絡分析儀，無論一端是否匹配，儀表上總能得到S11、S21，S22。但這S11數值并不是真正的系統的S11，而是反射系數，只有S22端匹配了，儀表上的S11數值才是系統真實的S11。
Q：明白了?也就是說儀器測到的不是嚴格的S參數。
A：S11定義為另一端匹配時的端口反射系數，但儀表測量的只是端口反射系數（包含了本端口的反射與另一端口的反射的和），因此盡量使得另一端匹配了，測量的才是S11。
Q：明白了，只有另外一端阻抗與特性阻抗50匹配了，測得的才是S11是嗎？
A：是的。
Q：請問天線這種單端口的呢，直接測得的是真的S11嗎？
A：不是，那是反射系數，用儀表的S11選項來測量，不嚴格的說法都通常也稱呼為S11。
A：可不可以這么理解，天線的負載就是空氣。因為天線的本質就是將電流從天線的阻抗轉化到空氣阻抗。你在hfss或者cst設計天線的時候，設計的邊界條件已經把負載給考慮進去了。所以仿真和實際測量時負載的條件一樣，如果你的測試儀器也是50歐姆端口，那么測試和仿真結果理論上就是一致的。
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有關LDMOS工藝討論
Q：各位大神，請教下這個LDMOS截面圖中，x-well是啥意思？
A：可能是n阱也可以是p阱的意思。
Q：謝謝了。
編輯：黃飛
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工商網監
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