提到電源拓撲，首先要說的就是移相全橋拓撲啦，它在隔離型DC-DC電源中應用十分廣泛，本期對其電路構成與工作原理為大家進行分析。

一、拓撲構成

移相全橋拓撲采用移相控制方式，利用功率器件的結電容與諧振電感的諧振實現(xiàn)恒頻軟開關。

移相全橋有零電壓開關(ZVS)和零電壓零電流開關(ZVZCS)兩種實現(xiàn)方式。ZVZCS由于結構復雜并不常用，因此本篇將重點介紹ZVS移相全橋電路。

ZVS移相全橋電路能夠有效降低功率管開關損耗，提高開關頻率，減小裝置體積。電路控制方式簡單，適用于多種輸入電源和負載類型。

其基本電路包括：原邊全橋電路、變壓器和副邊整流電路，參見下圖。常用副邊電路有全波整流電路（下圖(a)）與全橋整流電路（下圖(b)）。

全橋整流多適用于大功率場合，小功率場合可采用全波整流。

原邊全橋電路包含：

輸入直流源Vin 、輸入電容Cin、功率開關管器件（Q1~Q4）以及諧振電感Lr ，其中體二極管（D1~D4）以及寄生結電容（C1~C4） 為功率開關器件的自有部分。

為抑制變壓器磁飽和，部分電路會在Lr 后串聯(lián)隔直電容。

副邊電路包含：整流二極管（DR1~DR4）、濾波電感（Lf）、濾波電容（Cf）以及負載（Rd）。

二、工作原理

1、PWM控制方式

移相全橋電路分為超前橋臂（Q1、Q2）與滯后橋臂（Q3、Q4），同一橋臂的上下兩個開關管輪流導通，實現(xiàn)控制。

移相角：對角兩個開關管的導通相位差（0°~180°）。可以通過控制移相角的大小改變原邊輸出電壓占空比，從而調(diào)節(jié)輸出電壓。

死區(qū)時間：同一臂上下兩管的開通與關斷之間的間隔時間。

為便于分析電路工作過程，我們做以下假設：

?功率開關管的寄生電容應滿足C1=C2=Clead，C3=C4=Clag；

?濾波電感足夠大，滿足Lf＞＞Lr/K2其中K為變壓器原副邊匝比；

?輸出濾波電容足夠大，其電壓可認為是恒壓源。

2、工作模態(tài)分析

移相全橋的一個周期中包含12個工作模態(tài)，下面以半個周期（t0~t6）為例進行講解，電路副邊為全波整流電路。

?工作模態(tài)1（t0~t1）：正半周期功率輸出模式

t0時刻Q1、Q4導通且VAB處于恒定狀態(tài)（VAB=Vin），原邊電流Ip經(jīng)Q1、Lr、Q4向負載供電，同時給結電容C2、C3充電。變壓器副邊DR1導通，DR2截止，DR1、Lf、Rd構成供電回路。濾波電感Lf的電流在電壓VLf=Vin/n-V0的作用下線性增加。

?工作模態(tài)2（t1~t2）：超前橋臂諧振模式

在t1時刻，Q1關斷，由于諧振電感Lr的存在，電流Ip不會突變，仍維持正向(A→B)流動，Ip從Q1中轉(zhuǎn)移到C1和C2支路中，對C1充電并對C2放電，C1、C2與Lr發(fā)生諧振。由于C1、C2的作用，Q1零電壓關斷。由于諧振電感Lr和原邊等效濾波電感Lf串聯(lián)，因而電感很大，可認為原邊電流Ip近似不變，類似于一個恒流源。

?工作模態(tài)3（t2~t3）：原邊電流鉗位續(xù)流模式

t2時刻C1與C2充放電結束。此時C2兩端電壓為0，電流經(jīng)D2續(xù)流，并將開關管Q2漏源極的電壓箝位為０，此時便可實現(xiàn)Q2的零電壓開通。

此時VAB為0，原邊電流Ip仍按原方向繼續(xù)流動，但是在不斷減小。

?工作模態(tài)4（t3~t4）：滯后橋臂諧振模式

t3時刻，Q4關斷。Ip從Q4中轉(zhuǎn)移到C3和C4支路中，對C4充電并對C3放電，諧振電感Lr和C3、C4發(fā)生諧振。由于有C3和C4作用，Q4零電壓關斷。此時AB之間電壓由0變?yōu)樨摚╒AB=-VC4），副邊變壓器感應電動勢反向，使得整流二極管DR2導通，DR1和DR2同時導通后將變壓器的副邊線圈短路。在此過程中DR1中電流不斷減小，DR2中電流不斷增大。

?工作模態(tài)5（t4~t5）：諧振能量回饋電源模式

t4時刻，C3與C4充放電結束。此時VAB=-VC4=-Vin,D3導通續(xù)流，將開關管Q3漏源極的電壓箝位為０，此時便可實現(xiàn)Q3的零電壓開通。體二極管D2、D3續(xù)流，將諧振電感Lr所儲存的能量回饋給電源，變壓器原邊電流Ip線性減小。

?工作模態(tài)6（t5~t6）：原邊電流緩變模式

t5時刻，Ip將為零后向負向增大。此時D2與D3關斷，Q2和Q3為原邊電流提供通路。此時原邊電流仍不足以提供負載電流，副邊繞組還處于短接狀態(tài)。因此原邊繞組電壓仍為零，電壓Vin全部施加在Lr兩端，反向線性上升。直到t6時刻，DR1與DR2換流結束,DR1截止，隨后進入負半周期的功率輸出模式（Q2、Q3穩(wěn)定導通）。

負半周的工作過程與正半周期類似，在此不做講解。

三、關鍵問題分析

1、橋臂ZVS的實現(xiàn)

?超前橋臂的ZVS實現(xiàn)

超前橋臂實現(xiàn)ZVS比較容易，因為其電容充放電過程由Lr與原邊等效Lf共同完成。由于原邊等效Lf很大，電流Ip近似不變，相當于恒流源，所以超前橋臂的并聯(lián)電容能夠迅速充放電，這樣即便在很寬負載電流下，也能實現(xiàn)ZVS。

同時，在PWM控制方法上要保證驅(qū)動信號的死區(qū)大于2CleadVin/Ip。

?滯后橋臂的ZVS實現(xiàn)

滯后橋臂ZVS過程中副邊處于短路狀態(tài)，Lf與變壓器原沒有聯(lián)系，只有Lr中的能量用來實現(xiàn)零電壓開關。

但是，由于Lr遠小于Lf，其儲存的能量有限，所以滯后橋臂的ZVS實現(xiàn)比較困難。在變換器輕載或諧振電感較小時，若Lr中的能量無法滿足電容充放電需求，滯后橋臂將無法實現(xiàn)ZVS。

要實現(xiàn)滯后橋臂ZVS，必須滿足以下兩個條件：

?諧振電感儲能大于參與諧振的滯后橋臂的結電容儲能；

?滯后橋臂開關的死區(qū)時間應小于或等于四分之一諧振周期(Lr與充放電電容)。

2、副邊占空比丟失

ZVS移相全橋DC/DC變換器在滯后臂開關管關斷后會出現(xiàn)副邊占空比丟失現(xiàn)象。

此時原邊電流反向，負載電流進入換向階段，原邊電流較小，不能供給負載電流，導致變壓器副邊兩個整流管都導通，電壓被二極管鉗位至零電壓。

這個時間段內(nèi)會出現(xiàn)部分電壓方波的丟失，如圖所示,Dloss=D-Deff。

影響占空比丟失的因素包括諧振電感、負載電流、變壓器變比和輸入電壓。

增大諧振電感會加劇占空比丟失，但減小諧振電感不利于滯后臂開關管的ZVS過程，因此需要選擇合適的Lr。

此外，減小變壓器變比也可減少占空比丟失，但會增大開關管通態(tài)損耗以及副邊整流二極管的耐壓。

3、變壓器磁芯飽和

在電路中，Q1、Q4導通時間不可能與Q2、Q3完全相同，其通態(tài)壓降也可能存在差異，所以變壓器原邊的電壓不是一個純粹的交流電壓，它含有直流成分，這會導致變壓器磁芯偏磁。

偏磁的積累將導致變壓器磁飽和，使變壓器不能正常工作，甚至造成元器件損壞。

在設計變壓器原邊電路時，在諧振電感后串接隔直電容可以防止變壓器磁飽和。該電容能夠自動消除正、反兩個方向伏秒面積的不同，使變壓器上只有交流電壓分量，抑制直流分量。

選擇電容時，建議其電壓降約為變壓器兩端電壓的10％。

4、副邊整流二極管電壓振蕩

原邊電流換向結束后，電源開始給負載供電，輸出整流二極管反向恢復。此時，變壓器漏感、整流二極管結電容以及變壓器繞組電容之間會發(fā)生高頻諧振。

在整流管結電容充放電過程中，會出現(xiàn)寄生振蕩，導致整流管的電壓應力增加，縮短元件壽命，造成嚴重的電磁干擾。

為了減小副邊寄生振蕩，可以使用開關速度快、超快恢復、柔性系數(shù)大的二極管，或增加一些緩沖網(wǎng)絡（如RC、RCD吸收網(wǎng)絡）。

目前應用比較多的方法是在原邊增加二極管鉗位緩沖電路，它能抑制整流橋寄生振蕩，減小二極管兩端承受的尖峰電壓。

基于移相全橋電路開發(fā)的隔離型DC-DC電源在電力系統(tǒng)、工業(yè)測量系統(tǒng)、汽車電子裝置、化工電解電鍍、冶金、船舶以及軍工等領域均有應用。

審核編輯：黃飛

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