引言

直接轉換接收器又稱零中頻 (zero-IF) 接收器，在多種通信和儀表應用中得到了普遍采用。人們似乎越來越希望在直接下變頻轉換中將濾波器帶寬推進到奈奎斯特邊界。要求利用模數轉換器 (ADC)“全部奈奎斯特帶寬”背后的動因是，降低功耗、在日益密集的封裝中減輕熱量問題、降低成本、延長備用時間或電池壽命等需求在本文中，我們將探討這種類型的設計要面臨的一些挑戰和所擔心的問題，同時在信號帶寬接近 100MHz 時，對直接轉換與中頻采樣 (IF-sampling) 進行比較。

直接轉換接收器常常使用兩個匹配的有源濾波器，一般限制到約 20MHz，代表可用帶寬 (BW) 在 40MHz 量級，但使用相對于信號帶寬而言較高的采樣率。如果接收器的選擇性由低通 (LP) 濾波器決定，那么要將濾波器的帶寬增大到奈奎斯特邊界，就需要一個過渡帶非常小的陡峭濾波器。這正是軟件定義的無線電應用情況，在這類應用中，希望中心頻率和帶寬完全由軟件定義。

危險

一個實際的軟件定義的接收器 (無論是單通道還是一組相關通道) 大部分都是用本機振蕩器 (LO) 調諧的，而且在鏡頻抑制處理之后，往往產生幾 MHz 的可用帶寬，這樣的接收器可以使用兩個匹配的 10MHz 有源 (低通) 濾波器，采樣率在 100Msps 量級。在有些情況下，這實際上也許是惟一需要的濾波。這些低通濾波器一般是低階的，因此要讓這些濾波器像真正的抗混疊濾波器一樣工作，就需要很高的過采樣率。假如存在很強的帶外干擾源，則必須施加更大的抑制作用，這取決于干擾源相對于帶內載波的功率級別。如果利用一個濾波器在混頻器之前對帶外功率進行了抑制，則可降低對抗混疊濾波的要求。以上均忽略了可能必需的帶寬限制 (旨在避免具帶外干擾源的低噪聲放大器 [LNA] 或混頻器發生過載)，以及或許為某個有源濾波器所需要的任何額外的 LO/RF 抑制。

例如，凌力爾特公司的 LT6604-10 四階雙通道濾波器 / 驅動器在 90MHz 至 100MHz 時約有 70dB 的衰減，這樣的衰減是否足夠，取決于在與中心頻率相距 90MHz 的頻率上所接收的功率值，而對很多應用來說，這樣的衰減也許足夠了。在 RF 域使用表面聲波 (SAW) 濾波器可以減少對混疊頻帶的抑制需求。解調器中集成的低通濾波器可以減少帶外濾波需求，但是常常是在 250MHz 至 400MHz 范圍，而且僅在抑制 LO 或 RF 饋通上有效。有源低通濾波器之后應該有一些對 50MHz 以外范圍的額外抑制，以抑制驅動器部分的噪聲，這部分噪聲在過渡帶之外可能持續存在。

在直接轉換中，由于鏡頻抑制限制，增益和相位失配限制了可實現的無寄生動態范圍 (SFDR)。這個問題常常被低估為，只是校正增益和相位這兩個變量的問題。就高鏡頻抑制度而言，通帶紋波中復雜的失配和感興趣的頻帶內的延遲必須得到校正。差分濾波器由于對應組件之間容限的差別，在通帶相位和幅度響應上也許顯示出高度局部化的特點，因此需要更加復雜的校正。當接近高階低通濾波器的通帶邊緣時，簡單的時間域校正也許變得不可管理。

對于在頻域中進行解碼、并可在頻域中實施鏡像抑制處理的正交頻分復用 (OFDM) 而言，鏡像抑制可以逐部地 (bin by bin) 優化。這做出的假設是：鏡頻中的信號是相干的。

若要利用整個奈奎斯特頻帶，就沒有余地選擇僅使用模擬濾波器通帶的一部分。如果僅對直接下變頻轉換可能的帶寬的一半感興趣，例如僅正頻率 (+1)，那么除了第一奈奎斯特區 (-1) 的鏡頻抑制，第二奈奎斯特區 (+2) 的鏡頻抑制也是可能的，兩個區都是負頻率。這種情況需要在混頻器之前有一個濾波器，以抑制那些會落在第二奈奎斯特區 (-2，正頻率) 的頻率，以及 LO 之上的第三奈奎斯特區。這會需要在混頻器之前有 SAW 濾波器，其帶寬的標稱值是采樣頻率的 1.5 倍，中心頻率位于距本機振蕩器頻率 1/4 fs 處。

當接近高階濾波器的轉角頻率時，頻率響應將偏離預期，而且濾波器之間的失配將變得復雜起來。請注意，在使用帶通濾波器的情況下，這個區域有可能涵蓋了通帶的全部。
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圖 1：用于直接下變頻轉換并具被認為可用的 40MHz 至 60MHz帶寬的假設濾波器的響應 (專為 100Msps 采樣速率而設計的抑制，且 LO 位于 1GHz 至 1.5GHz 區域)


passband：通帶
20-30MHz filter BW……：濾波器帶寬為 20MHz 至 30MHz，在鏡頻抑制處理之后，產生 40MHz 至 60MHz 的可用帶寬
stop band for region……：采樣率周圍 ±20MHz 區域的阻帶
adequate……：充分抑制接收器內的噪聲源
Stopbandfor……：LO RF 抑制的阻帶
region from……：混頻器之前的濾波器必須抑制從 LO ±170MHz 到 LO ±500MHz 的區域

圖 1 顯示了一個濾波器的例子，在不考慮其他差錯來源的情況下，該濾波器在 10MHz (20MHz 帶寬) 時會將鏡頻抑制限制在大約 60dB，但在 30MHz 之前，會切實地將鏡頻抑制再降低 30dB。這類濾波器和 ADC 利用數字信號處理校正混頻器的增益和相位誤差，也許能使結果改善約 30dB。有些信號 (例如 WCDMA)，對鏡頻抑制不佳的容忍度相當高，而另一些 (例如 GSM) OFDM 和高階 QAM 則不是這樣。

16 位 130Msps LTC2208 等具 100dB SFDR 的高速 ADC 的推出意味著在非常強的干擾信號存在的情況下，也可能保持正常運行，但接近這一量級的鏡頻抑制會需要超常措施。在直接轉換中希望得到大的帶寬在一定程度是可以理解的，因為在給定采樣率上，用正交信號進行鏡頻抑制處理提供的帶寬可能是 IF 采樣接收器帶寬的兩倍。在 IF采樣 (欠采樣) 情況下，大帶寬和低通帶紋波通常需要高的中心頻率，這反過來又限制了很多 ADC 和放大器的動態范圍，或者至少造成驅動放大器有較大的功耗。實際的 IF濾波器通帶有理由限制到大約為中心頻率的 20%。100MHz 可用帶寬這一日益常見的目標意味著 500MHz IF 和超過 200Msps 的采樣率，這導致了較大的功耗。不過 14 位 250Msps LTC2152-14 等模擬輸入帶寬在 1GHz 量級的高速 ADC 為這些高輸入頻率提供了良好的欠采樣性能，而且僅消耗 300mW 功率。

人們期望直接下變頻轉換需要較低的功率，這是合理的，因為適用于基帶頻率的放大器會比高 IF 放大器需要更低的功率。而且高 IF 采樣會需要重復放大，因為 IF 濾波器的插入損耗比低通濾波器高得多。要實現高選擇性，常常需要級聯濾波器。

在 IF 采樣中，需要兩級 SAW 濾波器，以實現大約 80dB 的阻帶抑制，因此除了混頻器之后 20dB 至 25dB 的典型端到端增益，這兩級 SAW 濾波器會需要插入大約 20dB 至 40dB 的補償增益。然而在直接轉換中，在并非理想狀態的模擬世界中保持鏡像抑制所需的數字信號處理將必需進行大量的數字密集計算，以至于直接轉換的低功率優勢似乎存疑。不過，處理能力所需的成本變得越來越低了。

更高的要求

在高于 25MHz 和 70dB? SFDR 或左右時，由于放大器的增益帶寬積 (GBWP) 限制，有源濾波器變得不實際了。目前已有具 15MHz 至 20MHz 可用帶寬的有源濾波器，例如凌力爾特公司的 LTC6605 系列，但是如果還要求增益，那么增益帶寬積的要求就更高了。

所需的 SFDR 越大，GBWP 的要求就越苛刻，這一點常常被忽視。在有源濾波器中，帶寬相對于增益帶寬積越大，增益 / 相位匹配對放大器 GBWP 的變化就越敏感。在高于 25MHz 時，這會導致濾波器的選擇范圍縮小到 LC 濾波器。

高于 25MHz 碰巧是較高階 LC 濾波器變得切實可行的頻率范圍，因為電感器減小到了合理的尺寸。不過，伴隨這些電感器而來的是開路磁性元件可能產生的影響、相對于有源濾波器而言不夠嚴格的組件容限、以及由于 PCB 上組件相鄰而可能產生不可預測的耦合。由于抓放準確度不同，相互耦合的程度可能會變化。如果兩個電感器相互靠近，那么它們就會耦合，而且耦合的程度取決于距離和方向。

現在常常見到這些低通濾波器采用純差分形式，至少在原理圖上是這樣，因為混頻器的輸出是差分的，常常需要 DC 響應，而且 ADC必須有差分輸入。在正交應用中，I 和 Q 端口靠在一起，而且在多通道 ADC 情況下，這些無源濾波器在 PCB 上會理所當然地并排放置，因為這可以降低通道至通道的隔離。在正交采樣中，隔離也許是不太需要擔心的問題，但是由于耦合而導致的頻率響應改變卻不是小問題。濾波器頻率響應的改變在 I 和 Q 通道之間是不同的，因為耦合的功率在一個通道中起主導作用，而在另一個通道中的作用則減弱了。

如果某個承受著來自相鄰通道的一些耦合的通道是 I 和 Q 的一個組成部分，則由于互感的原因而被改變的頻率響應將改變鏡像抑制，至少會使之向通帶的上端移動，而受干擾通道的頻率響應在此處所遭受的影響將是最嚴重的。

如果濾波器的一側受到了來自相鄰濾波器的耦合，那么上述的另一個問題是在差分濾波器的輸出端產生的共模。這也許會影響信號平衡，致使共模分量也許僅比差模分量降低 20dB，在多通道 ADC 中，這可能足夠損害通道至通道隔離和 SFDR 。多通道 ADC 尤其應該用良好的幅度和相位平衡來驅動，否則會有包括地反跳在內的風險，地反跳可能對時鐘進行相位調制，或影響其他通道。

這也許是一個見仁見智的問題，不過在 100MHz 至 140MHz 區域中，視阻抗、類型和階數的不同而不同，LC 濾波器采用差分形式似乎是切合實際的。高于這個頻率范圍時，單端濾波器往往更切實可行。人們不愿意將常常是 100Ω 或更大的混頻器差分輸出轉換成常常是 50Ω 的單端輸出，然后再轉換回差分形式提供給 ADC，這是可以理解的。如果需要直到 DC 的響應，那么轉換到單端信號當然是不可能的。如果希望濾波器抑制直到數百 MHz，那么這些頻率分量應該用接地的并聯組件來抑制，而不是差分組件，從而在這一區域形成一對單端濾波器。不可能期望這樣的濾波器很好地匹配，因此抑制必須充分，假定鏡頻抑制很小。

低功率和高集成度

從 I/Q 調制器 / 解調器、混頻器、濾波器、VGA、ADC 到 ADC 驅動器，凌力爾特公司提供一套完整的高性能信號鏈路產品。最近推出的 16 位 LTC2185 雙通道 ADC 系列以及引腳兼容的 14 位和 12 位 LTC2145 系列提供高達 125Msps 的采樣率，是市場上功耗最低的器件 (參見圖 2)。憑借在信號鏈路設計方面的專長，凌力爾特公司已經開發出了微型模塊 (μModule?) 接收器產品，這類產品集成了高速 ADC 和 RF 信號鏈路。LTM9004 采用直接轉換架構，具有一個 I/Q 解調器、高達 20MHz 的低通濾波以及一個雙通道 ADC (參見圖 3)。相比之下，LTM9005 采用 IF 采樣架構，具有一個下變頻混頻器、SAW 濾波器和一個單通道 ADC (參見圖 4)。這兩款器件都采用 22mm x 15mm LGA 封裝，占用的電路板空間減少了大約 75%，同時集成了多個 IC 和幾十個無源組件。

圖 2：16 位 / 14 位 / 12 位 125Msps 引腳兼容的 ADC 系列

16-Bit：16 位
76.3dB SNR：76.3dB SNR
Power Consumption：功耗
39mW/Ch：每通道 39mW

圖 3：LTM9004 微型模塊接收器采用的直接轉換架構

DC OFFSET CONTROL：DC 偏移控制
0.5V TO 3.6V：0.5V 至 3.6V

圖 4：LTM9005 微型模塊接收器采用的 IF 采樣架構

結論

將直接轉換架構推向整個奈奎斯特帶寬的動機是可以理解的，但這面臨著眾多的挑戰。許多難題可簡單地通過針對目標帶寬采用一個較高的采樣速率加以避免。對于 100MHz 信號帶寬 (50MHz LP 濾波器、直接轉換) 應用，如果需要高 SFDR，則最好避免使用有源濾波器，而采用放大器 (僅用于提供增益) 并構建 LC 濾波器。而當信號很可能為差分和 DC 耦合時，最好的做法是設計具有接地分流元件 (而不是采用并聯元件) 的濾波器，即單端濾波器對。

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