????? 1 引言

　　在先前發表的“靜電感應晶閘管（SITH）的應用研究”一文中，我們對國產SITH器件的基本特性作了研究，并研制了四種驅動電路。在這四種電路驅動下，SITH器件取得了0.2 ms以下的開關速度。現進一步將驅動電路及SITH器件一起擴展成實際的開關電源應用電路，經測試，得到了比較先進的性能指標。這樣，對SITH器件的應用研究就更加全面，使得對它的推廣應用打下扎實的基礎。

　　2 電路研究

　　2.1 應用電路（一）

　　該應用電路是一個開關電源，是鑒于以下幾點考慮而設計的：（1）針對電機調速、溫度控制等大功率應用方向，確定是AC-DC變換，這里AC 專指交流50周單相電壓220V工頻電網；（2）該電源輸入必須是高功率因數0.95以上，還必須是低噪擾，符合或優于國家標準；（3）該電源效率要求在90%以上；（4）能體現SITH管的優勢，避開其弱點。

　　這里采用了BOOST變換程式（圖1）。圖中 R1：1kΩ；R2：20Ω；R3：10kΩ；R 4：5kΩ；R5：5kΩ；R6：800kΩ；R7：10k Ω；R8：20kΩ；R9：1MΩ；R10：0.2 Ω；R11：50kΩ；R12：10kΩ；C1：0.01mf；C2：200pf； C3：0.1mf；C4：50mf；C5：100mf/400V； C6：2mf/~250V；C7：2000pf；D1：12V/0.5W穩壓二極管；D2： 3A快恢二極管HER308； D3、D6：2A/400V整流橋；Q1、Q3：npn三極管8050；Q2：pnp三極管8550；Q4：VDMOS 10A/30V；L1：2mH/ 1A高頻電感；L2：2mH/ 1A高頻電感；IC：UC3852。

　　UC3852的詳細工作原理請參閱Texas Instruments公司有關資料。要著重指出的是， UC3852是一種專門用來提高輸入功率因數的開關電源控制芯片，它的基本原理是在遠高于50周的頻率下工作， 控制開關管以一個恒定的時間Ton導通，導通時電感L2承受全部交流輸入電壓Vin 。在Ton結束時， 電感電流，也就是輸入電流I in=(Vin /L2)×Ton ，因此Iin與Vin成正比。接著，UC3852使開關管關閉， L2向負載端放電，Iin呈線性衰減， 當UC3852檢測到Iin衰減到零時，又控制開關管導通，進入下一個Ton，見圖2。

　　圖中， 上部是UC3852的驅動波形， 高電平是驅動開關管導通，高電平的時間Ton 是恒定的；下部是輸入電壓Vin和輸入電流 Iin的波形。在Ton時段內，Iin線性上升， 上升的速率與當時的Vin值成正比， 由于每次都是從零開始， 因此Iin的峰值也與Vin 成正比。實際上，UC3852的工作頻率要比圖中表示的高得多，約25kHz。因此可認為在每個三角形區段Vin恒定， 則Iin的平均值也正比于V in，經過L1、C6低通濾波后，輸入電流波形與輸入電壓一致， 則功率因數必然很高。這就是UC3852的簡單工作原理。

　　圖1的電路參數構成一個輸出為100W的電路， SITH管為主開關，采用驅動電路（一）的方案，由Q1、Q2、Q3和Q4組成SITH管的驅動電路； L2是BOOST電感；C5是輸出濾波電容；R 6、R7、R8、R9和C3組成反饋電路， 供UC3852采用， 控制輸出電壓穩定；R12和C7是UC3852工作頻率的定時電路， 這里定在25kHz左右；L1和C6是低通濾波器， 阻止Iin中的高頻成分傳回電網；R 10是電流采樣電阻， 向UC3852提供Iin的波形。

　　從圖2的波形上可以看出， 這是一種電流非連續方式， 它的好處是開關管總是從零電流開始導通，最終達到二倍的平均電流， 從而使SITH管避開了導通慢的弱點， 又發揚了其大電流性能好的優點。它又使二極管D2在正向電流到零后再承受反壓， 避開了反向恢復損耗的問題。D2的作用是阻止輸出電容 C5向L2和SITH管放電， 它正向流過的就是負載電流， 而反向承受的是400V電壓。測試中D2使用中速的快恢二極管， 溫升很低。 輸出電壓取400V是電路工作要求的（參閱Texas Instruments 公司有關資料），因而不能降低。 SITH管在關斷時也承受400V的反壓， 對它來說余量較大，也是優勢所在。

　　測得其主要指標如下：輸入電壓：AC220V 50Hz；輸入電流：0.58A；輸入功率：111W；功率因數：0.95；輸出電壓：DC410V， 紋波峰峰值：Vpp=20V；輸出負載電阻：1610Ω；輸出功率：104W； 效率：0.94。由此看來，SITH器件及其驅動電路滿足了要求，結果是令人滿意的。

　　然而，SITH管在工作時大約有3.5W左右的管耗，是電路中唯一有明顯溫升的器件。電路中使用的SITH管是TO-220封裝，最初加上50mm× 60mm散熱片，開機5分鐘內表面溫升達50℃， 輸入功率增加了3W。 后來， 改用帶有風扇的CPU散熱器， 風扇功率1W， 開機15分鐘后，表面溫升仍不迢過5℃， 輸入功率始終在111W左右。由此可以認為， SITH管與其它電力器件一樣，開關損耗隨溫度升高而增加。若散熱不好，會形成惡性循環。頻繁的高溫差變化還會使焊錫過早脆化， 使焊接質量變壞。因此良好散熱是保證可靠性、保證高效率的最有效最重要的手段。由于SITH管具有較強的過流能力， 因此在良好散熱下， 不必采用“降容量使用”的傳統方法， 可以選用電流額定值與工作額定值相當的器件， 以降低成本又不影響可靠性。

　　2.2 應用電路（二）

　　應用電路（一）的輸出電壓是固定直流400V， 不能靈活調整， 又沒能與輸入隔離， 往往需要加后級電路。本應用電路（二）是在電路（一）基礎上加以改動， 將輸出隔離， 又能調整電壓， 見圖3。圖中：R1：1kΩ；R2：20Ω；R 3：10kΩ；R4：5kΩ；R5：5kΩ；R6：800kΩ；R7：10kΩ；R8：20kΩ；R9：1MΩ ；R10：0.2Ω；R11：50kΩ；R12：10k Ω；R13：20kΩ/3W；R14：40Ω/10W；C 1：0.01mf；C2：200pf；C3：0.1mf；C 4：50mf；C5：2000pf / 400V；C6：2mf / ~250V；C7：2000pf；C8：0.1mf / 600V；C9：3000mf / 50V；C10：2mf / 400V； D1：12V / 0.5W穩壓二極管；D2、D7、D8、D9：3A快恢二極管HER308； D3、D4、D5、D6：2A/400V整流橋；D10：46V / 1W稻壓二極管；Q1、Q3：npn三極管8050；Q2：pnp三極管8550；Q4：VDMOS 10A/30V；L1：2mH/ 1A高頻電感； L2：2mH/ 1A高頻電感；L3：500mH/ 2A高頻電感；Tr：高頻變壓器；匝比：2:1×2；IC1：UC3852； IC2：光耦521-1。

　　此電路參數是48V/100W輸出的直流電源。它的工作原理與電路（一）相同，只是輸出部分用電容C 10將SITH管漏極的直流方波割直成交流方波，送到變壓器Tr的初級，然后耦合到次級改變了電壓，再經過整流濾波輸出。次級分成兩個線圈，分別通過不同的整流濾波環節，這是因為通過 C10的交流方波，是不對稱的， 正向部分實際上是電感L2放電， 是電流源， 要用副邊的上半部分整流；負向部分實際上是C10放電， 是電壓源， 要用副邊的下半部分整流。

　　改變Tr的匝比可以得到需要的輸出電壓， 也與輸入電網隔離。光耦521-1是負反饋的隔離元件。D2、 C5、C8、R13、R14組成上沖吸收電路， 由于漏感的原因，變壓器在接受電流源脈沖時， 上沖十分強烈， 對器件很不利， 同時還造成很大的高頻噪擾， 必須衰減它。吸收電路可以有效地衰減上沖， 但是經大量試驗表明， 這種衰減的能耗相當大， 是以降低效率為代價的。本試驗中吸收環節要消耗6W左右的功率， 上沖仍占主波的25%， 使效率從91%下降到84%， 線路板上有一塊明顯的發熱源。因此在沒解決高效吸收問題之前， 該電路應考慮在小功率應用。

　　2.3 應用電路（三）

　　這是一個交流開關，可切換1000W的負載，應用很廣。原本是用可控硅或雙向可控硅組成，現用兩只SITH管取代。它具有過零開通和過零關斷的功能， 以減小對電網的沖擊，在需要時也可以立即關斷。由于使用了SITH管， 才具有強迫關斷， 即快速關斷的功能。這是可控硅或雙向可控硅做不到的，它可以與單片機配合使用。這里僅提供強電部分原理圖（圖4）。圖中：R1、R2：1kΩ； R3：10kΩ；R4：200Ω； R5、R6、R7：5.1kΩ； C1：300mF /16V ；D1、D2：10A/400V整流二極管；D3、D4、D5：1N4001；Q1、Q2：VDMOS (Ron=0.05W)：IC1：LM393雙比較器；IC2： CD4013 D觸發器；IC3、IC4：光耦521；Tr1：電源變壓器220V/9V×2～3W。

　　圖中， 兩只SITH管反串聯， 而各自又與一個二極管反并聯， 兩只SITH管同時導通或同時關斷，形成了交流開關。IC1比較器產生過零脈沖信號， 作為IC2 D觸發器的時鐘信號， 因此IC2只能在交流電壓過零時改變輸出。它的一對互補輸出分別控制SITH管的柵極注入和VDMOS管， 也就控制了交流開關的過零導通和關斷。強迫關斷信號直接控制D觸發器的R復位端， 立即關斷交流開關。控制信號通過光耦輸入， 這是為了防止干擾。