RSD開關在脈沖電源中的應用研究

李煥煬, 余岳輝, 胡乾，彭昭廉, 杜如峰, 黃秋芝

（華中科技大學電子科學與技術系，湖北 武漢 430074）

??? 摘? 要：該文提出應用RSD(Reversely? Switched? Dynistor)設計脈沖功率電源的方法，并在應用RSD設計脈沖電源過程中對兩種關鍵元件磁開關和脈沖變壓器進行了重點設計，確定回路參數配合原則。在3種典型觸發方式的RSD脈沖電源基礎上，提出了RSD端電壓翻轉式觸發電路， 以提高RSD的觸發效率，采用了阻尼衰減模型的設計方法消除主回路放電過程中出現的振蕩。對該電源放電脈沖壓縮形成回路模型進行了設計分析， 并對其和共觸發電路進行了設計仿真。對所提出的觸發RSD方式的脈沖電源設計方法進行了試驗驗證分析和仿真驗證分析， 證明了設計方法的正確性。
?????? 關鍵詞：反向開關晶體管；脈沖；電源；磁壓縮

1? 引言
???????? 近年來，隨著脈沖功率技術越來越廣泛地應用在核物理技術、電子束、加速器、激光、放電理論、電除塵、石油勘探、船舶沖擊波試驗模擬、金屬電磁脈沖成形加工、等離子體技術、微電子加工技術、電子對抗、電磁炮、電磁炸彈、生物與生物醫學工程等領域，對于脈沖功率系統中脈沖開關的要求越來越高，而半導體脈沖開關在某些方面的性能有著較大優勢。
??????? 反向開關晶體管RSD(Reversely? Switched? Dynistor)是一種半導體脈沖功率開關，上世紀80年代初前蘇聯科學家I.V.Grekhov對其工作機理進行了研究，到80年代中期試制成功，直至上世紀80年代末90年代初完成了機理、微電子與電力半導體工藝技術、基本調制電路等的研究，一直到現在都在進行應用的研究，其核心理論為波擊穿理論。因此，其產生、研究及其運用都始于前蘇聯和現在的俄羅斯。而我國對RSD與RSD應用方面的研究才剛剛開始。
???? 由于RSD具有耐壓高、無需均壓、大電流、高di/dt(國外已達60kA/μs)、長壽命以及較高重復率(國外報道已達2000pps^[1,2])等優點，故而研究基于RSD的脈沖電源的設計方法，對于應用RSD的脈沖功率電源系統應用研究有重大的意義。
2?? RSD的基本結構和觸發開通條件
??????? RSD有較高的脈沖電流通過能力，其開通性能大大優于晶閘管。RSD的基本結構如圖 1 所示，是由幾千至數萬個非對稱晶閘管和晶體管交替并聯組成。在RSD中使用的開關方法與晶閘管不同，最典型的不同的是，反向注入控制技術是通過加在器件兩端電壓極性的瞬間變化來完成等離子層控制。當RSD上電壓極性翻轉時，晶體管n⁺p結被擊穿，觸發電流通過二極管pnn^＋，形成等離子體擊穿，由于觸發的一致性，使得器件的開關是在器件的整個區域上均勻實現的。

??? RSD觸發開通條件是通過控制RSD等離子體層出現的過量電荷耗盡所要求的時間t_exh, 與RSD中再生反饋開始的時間相比較來得到。該條件為

式中? t_R為控制等離子層的觸發時間；I_R為觸發電流，不論I_R波形怎樣，只要I_R<0就有效；dI_F/dt為開通的脈沖電流上升率；v_G為與RSD中再生反饋開始的時間所對應的參數。因此，RSD的正常開通與觸發電流的大小和觸發電流持續的時間有關。
3? 脈沖電源中關鍵元件的設計
3.1? RSD觸發開通的3個條件
??? 根據RSD的觸發開通的3個條件：觸發電流須反向；反向電流大小必須達到一定量級；反向電流持續的時間長短，電路中必須有一個延遲隔離的元件磁開關。而且要形成反向觸發脈沖電流，需要解決脈沖變壓器的設計問題，因為它的性能好壞都將影響到觸發回路的觸發效率。因此，經綜合考慮需要對磁開關和脈沖變進行專門重點設計。
3.2? 磁開關的設計
??????? 磁開關的磁心選擇原則：高頻特性好，且高頻損耗小；初始磁導率高；磁通密度DB=B_r+B_s大(B_r為剩余磁通密度，B_s為飽和磁通密度)，但B_r又不能太大，否則磁復位困難；電阻率高。即磁滯回線越窄越高越好^[3]。
??????? 對于磁性元件，其非飽和電感

為電感匝數；S為磁心的截面積, m²；l為平均磁路長度, m； F_S為填充因子，可取F_S=0.8′(d_m+d_i)/d_m，其中，d_i為絕緣材料厚度；d_m為磁心厚度。
??????? 飽和電感為

即t_ks與磁心材料、N、S和V₀(磁開關輸入端電壓)等有著密切的關系。設I_m為流過RSD的最大電流，那么磁開關的總壓縮比為

??? 設m_k為初始磁導率；令飽和磁導率m_ks=m_rm₀(相對磁導率m_r為10²~10⁵的數量級)，由于磁開關飽和時m_ks=m₀，則上式即為

??? 若使用環形磁心，設單個磁心的截面積為A時，則所需磁心個數即為
??? m=S/A??????????????????(10)?
3.3? 脈沖變壓器的設計???????????????????????????????????????????

?? （1）脈沖變壓器截面積和體積的確定
??????? 首先應根據伏秒積平衡方程確定脈沖變壓器初級繞組匝數和磁心截面積，使變壓器在承受一定伏秒積下不致飽和。初級繞組匝數可由下式得到：

式中? N_pri為變壓器原邊匝數；V₂為原邊工作電壓；DB為磁心的磁通密度；S為磁心截面積，由此確定次級繞組匝數。
??? 如圖 2 所示脈沖變壓器在觸發回路中的等效電路圖，得到伏秒積平衡方程

主回路放電電容。
??? 從變壓器的輸入電壓V₂和DB間的關系可知，鐵芯截面積為

式中? a為磁心材料的疊層因子。

??? 應用AP法^[6]確定脈沖變壓器的體積，脈沖變壓器的AP(以下記為A_P)值（調窗與磁芯截面積之積）為

脈沖變壓器的磁心結構優化設計可參考文[5]。
?? （2）脈沖變的電氣參數計算
???? 如圖 2 脈沖變壓器的實際變比^[6]為

其中? N_t為理想升壓比，因為變比是隨互感電流I_M的減小而增加的，所以變比是隨著互感的增加而增加的。脈沖變壓器互感可用下式來描述

其中? m、S分別為磁心的磁導率和截面積；N_pri、N_sec分別為原邊與副邊的導線匝數；l為磁心的平均磁路長。
??? 由式(13)和(18)得到式(17)的另一種表達式

??? 在電氣與磁心結構固定的條件下，M隨著諸如k和N_pri等的線圈結構參數^[7]的增加而增加。根據變壓器初級電流有效值的大小確定初級繞組線徑，其電流有效值為

式中? t 為C₃的放電時間(由觸發控制開關控制)。
??? 然后根據觸發電壓的要求確定變壓器升壓比，進而選擇次級繞組匝數與線徑。脈沖變壓器的自動偏轉磁通復位電路設計可參考文[8]。
?? （3）脈沖變壓器電壓的上升時間
??????? 變壓器的電壓上升時間由等效觸發電路圖 2所示，它等價于電荷由C₃轉移到C₂的時間

??? 脈沖變壓器改變了電流方向，實現觸發回路與主放電回路隔離，并提高觸發脈沖的上升率，將輸出觸發脈寬進行磁通壓縮。
4?? RSD端電壓翻轉式觸發的脈沖電源
4.1 ?反向電流注入方式
??? 目前國外有3種典型的反向電流注入方式，一種是直接反向電流注入方式；另一種注入方式是間接反向電流注入方式；還有一種是諧振式反向電流注入方式^[9]。本文提出一種RSD端電壓翻轉式觸發的脈沖電源，它通過高壓脈沖變壓器提供一個高壓脈沖，使RSD陰極電壓比陽極電壓更高，實現RSD端電壓的翻轉；同時將負載端通過磁開關進行高壓隔離，使得磁開關延遲開通，從而將一定脈寬的反向電流注入RSD，實現RSD的觸發開通。由于反向觸發電流持續時間t_f≥τ_ks，并且要求t_f = 0.5~2ms，即要求t_f與t_ks應該可比擬；另外，磁開關非飽和電感L遠大于其非飽和電感L_sat，L_sat要非常小，以便使得觸發效率最高。按上述方法設計好關鍵元件后，需要對主回路進行阻尼設計。某些負載還需要利用磁開關的磁飽和特性對放電電流的上升前沿和脈寬進行壓縮，該壓縮性能的好壞關系主放電回路的放電效率。
4.2? 脈沖電源主放電回路的放電模型
??????? 脈沖主放電回路等效電路模型如圖 3 所示。

??? 對于主放電LCR₁回路，R₁可實現臨界阻尼衰減作用。回路中放電電流可用下式描述：

??? 該電路的電流上升時間t₀=1/s與非阻尼電路相同。但它們的放電電流的持續時間較非阻尼電路的要短得多，前者使得均方電流值增加，致使消耗的功率較大，可通過不完全臨界阻尼獲得較小的性能改善，但是將有輕微的振蕩。當電容器C上的電壓已經變為負時，使得二極管D正偏導通，從而使得電路經二極管D和電阻R₀實現臨界阻尼，能量很快被R₀消耗掉。這個過程分為2個階段：t₀前和t₀后。可用以下函數來表示：

??? 根據以上推導，可確定負載所需要的主放電回路參數，并能有較好的電源輸出特性。
4.3? 脈沖壓縮與脈沖波形形成回路模型
??????? 對于一般的應用RSD作為放電開關的LC脈沖壓縮等效電路模型如圖 4 所示。此處的開關S即為RSD堆，其壓縮過程如下：第1級放電脈沖經C₁-L₁-C₂進行壓縮，第2級放電脈沖經C₂-L₂-C₃進行壓縮，第3級放電脈沖經C₃-L₃-R_L進行阻尼壓縮，壓縮所需級數是根據負載所需脈沖的脈寬來確定的。V₁₀和V₂₀分別為RSD開通后t=0時刻，C₁、C₂上的電壓。開關RSD開通后，C₁對C₂的充電電壓、電流^[10,11]分別為


所以，流過負載的電流為

4.4? RSD端電壓翻轉式觸發電路設計
??????? 由4.1和4.2的模型，可設計出RSD端壓翻轉式的脈沖電源原理圖，如圖 5 所示用續流二極管D₂與C₁、R₀來抑制因為C₁、L₁、R_L、L₂、L₃阻尼不夠而出現的振蕩，阻尼消除C₁上的反向脈沖電壓。同時，利用V₁、R₁、R_L、L₂ 、L₃、V₁、R₁、L₄兩條充電回路對C₁的充電延遲，來使D₂軟恢復反向關斷。運用L₄來實現反向觸發脈沖對負載R_L延遲隔離。這里需要D₂的阻斷電壓V_DIOD>KsV_RSDD (K_s=1.2，V_RSDD為斷態重復電壓)，即為RSD堆的K_s倍。相對國外典型RSD觸發方式的脈沖電源，這種改進將對脈沖電源的輸出波形和RSD觸發開通效率有較大改善。

??? 該方式的觸發電路的觸發脈寬是9由IGBT進行控制的。RSD上端電壓的翻轉是通過C₄上端電壓的翻轉來實現的，脈沖變壓器的設計前面已論述過了，圖 5 中方框內的部分是該脈沖電源的觸發部分，圖 6 為RSD端電壓翻轉式觸發的等效電路。IGBT驅動脈沖變壓器的參數選擇可參考文[12]、[13]。

5 ?實驗結果、仿真與分析
??????? 圖 7 (a)所示是磁開關開通延遲時間與RSD反向觸發電流持續時間配合較好的情況，其上端壓較大時(延遲時間短)，RSD完全開通了，流過RSD電流波形清晰；圖 7 (b)較圖 7 (a)的波形中磁開關的延遲開通時間較長，使得RSD開通滯后了，從而增加了反向觸發的能量，降低了RSD觸發開通效率與速度。

??? 圖 8 是管芯、直徑為f20mmRSD脈沖電源的輸出電流波形。圖8(a)是圖5 中RSD端電壓翻轉式觸發開通的脈沖電源輸出電流波形，圖8(b)是輸出仿真電流波形，從兩圖可看出，二者基本接近。圖8(a)的電流上升沿的后半段出現上升率下降和峰值較仿真的小的情況，這主要是磁開關的磁心體積不夠造成脈沖前沿壓縮不充分，而仿真時卻沒有考慮這些。從二圖也看出，主回路放電脈沖電流峰值已超過10kA，di/dt已超過2.1kA/ms。從圖 8(b)可知，經阻尼衰減設計后，只出現很小的反向振蕩波形。
??? 圖 9 是觸發電路輸出試驗電壓波形與仿真電流波形。從仿真波形看，其觸發電流峰值已達120A以上，脈寬約為1.5 ms；與實測脈寬約2ms比較接近，而其觸發效果是看反向脈沖電流及其脈寬，因此該觸發電路已達到高效觸發RSD的要求。

??? 圖10(a)是直接注入反向電流觸發RSD開通時的負載端電壓波形，磁開關匝數為10匝，非飽和自感約為10mH，主電容上電壓為1.68kV。圖10(b)是間接注入反向電流觸發的負載端電壓波形，脈沖變的原邊與副邊匝數均為5匝，非飽和自感為2.58mH，副邊飽和自感小于1mH。由于負載電阻較小，在RSD開通后，電源輸出波形出現反峰振蕩。從而使得輸出主脈沖效率較低。諧振式反向電流注入式觸發RSD的脈沖電源輸出波形與圖 10(a)、(b) 類似的反向振蕩問題。圖11是負載不同負載上電壓的波形圖，顯然負載電阻大時，幾乎看不到反向振蕩脈沖； 相反負載電阻較小時， 卻引起振蕩。這正符合阻尼的條件： 此處R_L即為阻尼電阻。這說明，不論運用哪種觸發方式，只要RSD正常開通，在主回路參數不變的情況下，脈沖電源的輸出波形幾乎相同。

6? 結論
??????? 本文通過對RSD端電壓觸發方式在脈沖電源應用電路中的關鍵元件的設計，提出了反向注入電流脈寬與磁開關延遲時間的配合原則。運用阻尼衰減模型的設計方法有效抑制了主回路放電振蕩。提出LC磁脈沖壓縮回路在RSD端電壓觸發方式的脈沖電源中的設計方法。用試驗與仿真證明了在脈沖電源的設計中運用RSD端電壓觸發方式提高觸發效率的正確性。另外，對RSD端電壓觸發電路進行了專門設計，并進行了試驗與仿真驗證。證明了無論采用哪種觸發方式實現RSD的開通，主回路的參數設計都遵循阻尼條件。試驗驗證了通過f20mm的RSD開關的峰值電流超過10kA，di/dt已達2.1kA/ms，輸出單脈沖功率已達3.6TW，但這不是極限值。用RSD端電壓觸發方式實現的脈沖電源便于實用化、更容易控制，適合于RSD在較高重復率的高壓脈沖電源中的應用。

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