1 引言

　　在先前發表的“靜電感應晶閘管(SITH)的應用研究”一文中，我們對國產SITH器件的基本特性作了研究，并研制了四種驅動電路。在這四種電路驅動下，SITH器件取得了0.2 ms以下的開關速度。現進一步將驅動電路及SITH器件一起擴展成實際的開關電源應用電路，經測試，得到了比較先進的性能指標。這樣，對SITH器件的應用研究就更加全面，使得對它的推廣應用打下扎實的基礎。

　　2 電路研究

　　2.1 應用電路(一)

　　該應用電路是一個開關電源，是鑒于以下幾點考慮而設計的：(1)針對電機調速、溫度控制等大功率應用方向，確定是AC-DC變換，這里AC 專指交流50周單相電壓220V工頻電網;(2)該電源輸入必須是高功率因數0.95以上，還必須是低噪擾，符合或優于國家標準;(3)該電源效率要求在90%以上;(4)能體現SITH管的優勢，避開其弱點。

　　這里采用了BOOST變換程式(圖1)。圖中 R1：1kΩ;R2：20Ω;R3：10kΩ;R 4：5kΩ;R5：5kΩ;R6：800kΩ;R7：10k Ω;R8：20kΩ;R9：1MΩ;R10：0.2 Ω;R11：50kΩ;R12：10kΩ;C1：0.01mf;C2：200pf; C3：0.1mf;C4：50mf;C5：100mf/400V; C6：2mf/~250V;C7：2000pf;D1：12V/0.5W穩壓二極管;D2： 3A快恢二極管HER308; D3、D6：2A/400V整流橋;Q1、Q3：npn三極管8050;Q2：pnp三極管8550;Q4：VDMOS 10A/30V;L1：2mH/ 1A高頻電感;L2：2mH/ 1A高頻電感;IC：UC3852。

　　UC3852的詳細工作原理請參閱Texas Instruments公司有關資料。要著重指出的是， UC3852是一種專門用來提高輸入功率因數的開關電源控制芯片，它的基本原理是在遠高于50周的頻率下工作， 控制開關管以一個恒定的時間Ton導通，導通時電感L2承受全部交流輸入電壓Vin 。在Ton結束時， 電感電流，也就是輸入電流I in=(Vin /L2)×Ton ，因此Iin與Vin成正比。接著，UC3852使開關管關閉， L2向負載端放電，Iin呈線性衰減， 當UC3852檢測到Iin衰減到零時，又控制開關管導通，進入下一個Ton，見圖2。

　　圖中， 上部是UC3852的驅動波形， 高電平是驅動開關管導通，高電平的時間Ton 是恒定的;下部是輸入電壓Vin和輸入電流 Iin的波形。在Ton時段內，Iin線性上升， 上升的速率與當時的Vin值成正比， 由于每次都是從零開始， 因此Iin的峰值也與Vin 成正比。實際上，UC3852的工作頻率要比圖中表示的高得多，約25kHz。因此可認為在每個三角形區段Vin恒定， 則Iin的平均值也正比于V in，經過L1、C6低通濾波后，輸入電流波形與輸入電壓一致， 則功率因數必然很高。這就是UC3852的簡單工作原理。

　　圖1的電路參數構成一個輸出為100W的電路， SITH管為主開關，采用驅動電路(一)的方案，由Q1、Q2、Q3和Q4組成SITH管的驅動電路; L2是BOOST電感;C5是輸出濾波電容;R 6、R7、R8、R9和C3組成反饋電路， 供UC3852采用， 控制輸出電壓穩定;R12和C7是UC3852工作頻率的定時電路， 這里定在25kHz左右;L1和C6是低通濾波器， 阻止Iin中的高頻成分傳回電網;R 10是電流采樣電阻， 向UC3852提供Iin的波形。

　　從圖2的波形上可以看出， 這是一種電流非連續方式， 它的好處是開關管總是從零電流開始導通，最終達到二倍的平均電流， 從而使SITH管避開了導通慢的弱點， 又發揚了其大電流性能好的優點。它又使二極管D2在正向電流到零后再承受反壓， 避開了反向恢復損耗的問題。D2的作用是阻止輸出電容 C5向L2和SITH管放電， 它正向流過的就是負載電流， 而反向承受的是400V電壓。測試中D2使用中速的快恢二極管， 溫升很低。 輸出電壓取400V是電路工作要求的(參閱Texas Instruments 公司有關資料)，因而不能降低。 SITH管在關斷時也承受400V的反壓， 對它來說余量較大，也是優勢所在。

　　測得其主要指標如下：輸入電壓：AC220V 50Hz;輸入電流：0.58A;輸入功率：111W;功率因數：0.95;輸出電壓：DC410V， 紋波峰峰值：Vpp=20V;輸出負載電阻：1610Ω;輸出功率：104W; 效率：0.94。由此看來，SITH器件及其驅動電路滿足了要求，結果是令人滿意的。

　　然而，SITH管在工作時大約有3.5W左右的管耗，是電路中唯一有明顯溫升的器件。電路中使用的SITH管是TO-220封裝，最初加上50mm× 60mm散熱片，開機5分鐘內表面溫升達50℃， 輸入功率增加了3W。 后來， 改用帶有風扇的CPU散熱器， 風扇功率1W， 開機15分鐘后，表面溫升仍不迢過5℃， 輸入功率始終在111W左右。由此可以認為， SITH管與其它電力器件一樣，開關損耗隨溫度升高而增加。若散熱不好，會形成惡性循環。頻繁的高溫差變化還會使焊錫過早脆化， 使焊接質量變壞。因此良好散熱是保證可靠性、保證高效率的最有效最重要的手段。由于SITH管具有較強的過流能力， 因此在良好散熱下， 不必采用“降容量使用”的傳統方法， 可以選用電流額定值與工作額定值相當的器件， 以降低成本又不影響可靠性。

　　2.2 應用電路(二)

　　應用電路(一)的輸出電壓是固定直流400V， 不能靈活調整， 又沒能與輸入隔離， 往往需要加后級電路。本應用電路(二)是在電路(一)基礎上加以改動， 將輸出隔離， 又能調整電壓， 見圖3。圖中：R1：1kΩ;R2：20Ω;R 3：10kΩ;R4：5kΩ;R5：5kΩ;R6：800kΩ;R7：10kΩ;R8：20kΩ;R9：1MΩ ;R10：0.2Ω;R11：50kΩ;R12：10k Ω;R13：20kΩ/3W;R14：40Ω/10W;C 1：0.01mf;C2：200pf;C3：0.1mf;C 4：50mf;C5：2000pf / 400V;C6：2mf / ~250V;C7：2000pf;C8：0.1mf / 600V;C9：3000mf / 50V;C10：2mf / 400V; D1：12V / 0.5W穩壓二極管;D2、D7、D8、D9：3A快恢二極管HER308; D3、D4、D5、D6：2A/400V整流橋;D10：46V / 1W稻壓二極管;Q1、Q3：npn三極管8050;Q2：pnp三極管8550;Q4：VDMOS 10A/30V;L1：2mH/ 1A高頻電感; L2：2mH/ 1A高頻電感;L3：500mH/ 2A高頻電感;Tr：高頻變壓器;匝比：2:1×2;IC1：UC3852; IC2：光耦521-1。

　　此電路參數是48V/100W輸出的直流電源。它的工作原理與電路(一)相同，只是輸出部分用電容C 10將SITH管漏極的直流方波割直成交流方波，送到變壓器Tr的初級，然后耦合到次級改變了電壓，再經過整流濾波輸出。次級分成兩個線圈，分別通過不同的整流濾波環節，這是因為通過 C10的交流方波，是不對稱的， 正向部分實際上是電感L2放電， 是電流源， 要用副邊的上半部分整流;負向部分實際上是C10放電， 是電壓源， 要用副邊的下半部分整流。

　　改變Tr的匝比可以得到需要的輸出電壓， 也與輸入電網隔離。光耦521-1是負反饋的隔離元件。D2、 C5、C8、R13、R14組成上沖吸收電路， 由于漏感的原因，變壓器在接受電流源脈沖時， 上沖十分強烈， 對器件很不利， 同時還造成很大的高頻噪擾， 必須衰減它。吸收電路可以有效地衰減上沖， 但是經大量試驗表明， 這種衰減的能耗相當大， 是以降低效率為代價的。本試驗中吸收環節要消耗6W左右的功率， 上沖仍占主波的25%， 使效率從91%下降到84%， 線路板上有一塊明顯的發熱源。因此在沒解決高效吸收問題之前， 該電路應考慮在小功率應用。

　　2.3 應用電路(三)

　　這是一個交流開關，可切換1000W的負載，應用很廣。原本是用可控硅或雙向可控硅組成，現用兩只SITH管取代。它具有過零開通和過零關斷的功能， 以減小對電網的沖擊，在需要時也可以立即關斷。由于使用了SITH管， 才具有強迫關斷， 即快速關斷的功能。這是可控硅或雙向可控硅做不到的，它可以與單片機配合使用。這里僅提供強電部分原理圖(圖4)。圖中：R1、R2：1kΩ; R3：10kΩ;R4：200Ω; R5、R6、R7：5.1kΩ; C1：300mF /16V ;D1、D2：10A/400V整流二極管;D3、D4、D5：1N4001;Q1、Q2：VDMOS (Ron=0.05W)：IC1：LM393雙比較器;IC2： CD4013 D觸發器;IC3、IC4：光耦521;Tr1：電源變壓器220V/9V×2～3W。

　　圖中， 兩只SITH管反串聯， 而各自又與一個二極管反并聯， 兩只SITH管同時導通或同時關斷，形成了交流開關。IC1比較器產生過零脈沖信號， 作為IC2 D觸發器的時鐘信號， 因此IC2只能在交流電壓過零時改變輸出。它的一對互補輸出分別控制SITH管的柵極注入和VDMOS管， 也就控制了交流開關的過零導通和關斷。強迫關斷信號直接控制D觸發器的R復位端， 立即關斷交流開關。控制信號通過光耦輸入， 這是為了防止干擾。