摘要：介紹了一種能在全負載范圍內實現零電壓開關的改進型全橋移相ZVS－PWMDC/DC變換器。在分析其開關過程的基礎上，得出了實現全負載范圍內零電壓開關的條件，并將其應用于一臺48V/6V的DC/DC變換器。

引言

移相控制的全橋PWM變換器是在中大功率DC/DC變換電路中最常用的電路拓撲形式之一。移相PWM控制方式利用開關管的結電容和高頻變壓器的漏電感作為諧振元件，使開關管達到零電壓開通和關斷。從而有效地降低了電路的開關損耗和開關噪聲，減少了器件開關過程中產生的電磁干擾，為變換器提高開關頻率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的條件。同時保持了電路拓撲結構簡潔、控制方式簡單、開關頻率恒定、元器件的電壓和電流應力小等一系列優點。

移相控制的全橋PWM變換器存在一個主要缺點是，滯后臂開關管在輕載下難以實現零電壓開關，使得它不適合負載范圍變化大的場合[1]。電路不能實現零電壓開關時，將產生以下幾個后果：

1）由于開關損耗的存在，需要增加散熱器的體積；

2）開關管開通時存在很大的di/dt，將會造成大的EMI；

3）由于副邊二極管的反向恢復，高頻變壓器副邊漏感上的電流瞬變作用，在二極管上產生電壓過沖和振蕩，所以，在實際應用中須在副邊二極管上加入R－C吸收。

    針對上述問題，常見的解決方法是在變壓器原邊串接一個飽和電感Ls，擴大變換器的零電壓開關范圍[2][3]。但是，采用這一方法后，電路仍不能達到全工作范圍的零電壓開關。而且，由于飽和電感在實際應用中不可能具有理想的飽和特性，這將會導致：

1）增加電路環流，從而增加變換器的導通損耗；

2）加重了副邊電壓占空比丟失，從而增加原邊電流及副邊二極管電壓應力；

3）飽和電感以很高的頻率在正負飽和值之間切換，磁芯的損耗會很大，發熱嚴重。

改進型全橋移相ZVS?PWMDC/DC變換器是針對上述缺點所提出的一種電路拓撲[4][5][6]。它通過在電路中增加輔助支路，使開關管能在全部負載范圍內達到零電壓開關，它在小功率（<3kW）電路中具有明顯的優越性。由于在移相控制的全橋PWM變換器中，超前臂ZVS的實現相對比較簡單，所以本文將不分析超前臂的開關過程，而著重分析滯后臂在增加了輔助支路以后的開關過程及其實現ZVS的條件。

1 改進型全橋移相ZVS-PWMDC/DC變換器

1.1電路拓撲

圖1所示是一種改進型全橋移相ZVS?PWMDC/DC變換器，與基本的全橋移相PWM變換器相比，它只在滯后臂增加了由電感Lrx及電容Crx兩個元件組成的一個輔助支路。

在由Lrx及Crx組成的輔助諧振支路中，電容Crx足夠大，其上電壓VCrx應滿足

則電感Lrx上得到的是一個占空比為50％的正負半周對稱的交流方波電壓，其幅值為Vin/2。電感上的電流峰值ILrx(max)為

式中：Vin為輸入直流電壓；

Ts為開關周期。

電路采用移相控制方式，它的主電路工作原理也和基本的全橋PWM變換器完全一樣。而輔助支路的存在，可以保證滯后臂開關管在全部負載范圍內的零電壓開通和關斷。

1.2電路運行過程分析

由于移相控制的全橋PWM電路在很多文獻上已經有了詳細的探討，所以本文不具體地分析其工作過程，只討論滯后臂開關管的開關過程及其達到零電壓開關的條件。為了便于分析，假設：

——所有功率開關管及二極管均為理想器件；

——所有電感及電容均為理想元件；

——考慮功率開關管輸出結電容的非線性，有C1=C2=C3=C4=（4/3）Coss，并記C3＋C4=C；

——考慮變壓器的漏感Llk；

——由于電感Lrx及電容Crx足夠大，可以認為電感Lrx上電流iLrx在死區td內保持不變。

    1）t0時刻之前

在t0時刻之前，如圖2所示，變壓器原邊二極管D1，開關管S3，變壓器副邊二極管D5處于導通狀態，變壓器原邊電流ip通過二極管D1和開關管S3流通，并在輸出電壓nVo的作用下線性下降，電路處于環流狀態，實際電流方向與電流參考方向相反。在t0時刻，變壓器原邊電流ip(t0)為

    式中：I1是副邊輸出濾波電感Lf電流最小值反射

到原邊的電流值，顯然，I1的大小取決于負載情況。

此時，輔助支路電感Lrx上電流ILrx(t0)為

iLrx(t0)=ILrx(max)   （4）

2）t0～t1時間段

    在t0時刻，開關管S3在電容C3及C4的作用下零電壓關斷。從t0時刻開始，電路開始發生LC諧振，使C3充電，C4放電，此階段等效電路如圖3所示，其中C為C3與C4的并聯，變壓器原邊電壓及電流為vp和ip，電容C上的電壓及電流為vc和ic。在這時間段分別為

vp=Llk    （5）

ic=C    （6）

vp＋vc=Vin    （7）

ip－ic=ILrx(max)    （8）

初始條件為

ip(t0)=－I1，vc(t0)=Vin

解方程式，并代入初始條件可得

式中：ω=1/為諧振角頻率。

這一諧振過程直到t1時刻，電容C4上的電壓諧振到零，二極管D4自然導通，這一過程結束。這一時間段長度為

t1=arcsin    （13）

此時

ip(t1)=－(ILrx(max)＋I1)cosωt1＋ILrx(max)=I2   （14）

3）t1～td時間段

在t1時刻，D4導通，變壓器原邊電流ip在輸入電壓Vin作用下線性上升。此階段等效電路如圖4所示。在這時間段有

vp=Vin    （15）

ip=I2＋(t－t1)   （16）

此過程可分為以下兩種情況。

（1）在死區td結束時，ip(td)≤I1，則在td時刻，原邊電流為

ip(td)=I2＋(td－t1)    （17）

（2）設在t2時刻（t2

ip(t)=I1(t2?t?td)    （18）

原邊通過變壓器向副邊提供能量。在td時刻，原邊電流為

ip(td)=I1    （19）

開關管S4實現零電壓開通的條件是在td時刻，開關管S4上電壓為零，即vc(td)=0，必須滿足

ip(td)≤ILrx(max)    （20）

圖4

    4）td時刻之后

在td時刻，開關管S4開通，由于此時二極管D4處于導通狀態，開關管兩端的電壓被箝位在零，所以開關管S4實現了零電壓開通。

1.3 參數設計

由于實際電路中ILrx(max)足夠大，諧振過程（t0～t1）很快就完成了。電路實現ZVS的條件可以近似為1）在td?2I1時，ILrx(max)?td－I1＋Ix（21）2）在td>2I1時，

ILrx(max)≥I1＋Ix    （22）

式中：td為死區時間；

Ix為滿足在死區時間內完成S3充電，S4放電所需要的最小電流。

Ix=CVin/Ld    （23）

可見，只要在

I1(t)=(1/2)[Vin/Llk]ld   （24）

時，電路能滿足ZVS條件，那么電路在全部負載范圍內都能實現ZVS。

根據以上分析，滿足滯后臂在全部負載范圍都能實現ZVS的條件為

ILrx(max)≥I1(t)＋Ix   （25）

則輔助支路電感Lrx為

Lrx≤(VinTs)/8Llrx(max)   （26）

假設在整個工作過程中電容Crx電壓變化不超過5％輸入電壓Vin，則有

Crx≥ILrx(max)Ts/(4×5%Vin)    （27）

2 實驗結果

利用以上分析應用于一48V/6V實驗電路，該電路的主要數據為：

1）輸入直流電壓Vin=48V；

2）輸出直流電壓Vo=6V；

3）滿載輸出電流Io(max)=40A；

4）主電路開關頻率fs=50kHz；

5）死區時間td=200ns；

6）變壓器變比n=10∶2；

7）變壓器漏感Llk=2.2μH；

8）主開關管采用IRF530，輸出結電容Coss=215pF。

根據以上分析，利用式（23）～式（27），輔助諧振支路的參數為

Lrx=50μH，Crx=5μH

圖5，圖6及圖7是該實驗電路滯后臂在開關過程中的開關管電壓vDS和驅動電壓vGS的實驗波形。由圖可見，開關管在全部負載范圍內實現了零電壓開關。

3 結語

本文所討論的改進型全橋移相ZVS?PWMDC/DC變換器不僅保持了全橋移相PWM電路拓撲結構簡潔、控制方式簡單的優點，而且保證了滯后臂在全負載范圍內實現零電壓開關。同時，輔助支路是無源的，容易實現且基本上不影響變換器的可靠性。