逆變器的兩種電流型控制方式

摘要：研究分析了逆變器的兩種雙環瞬時反饋控制方式——電流型準PWM控制方式和三態DPM電流滯環跟蹤控制方式，介紹其工作原理，分析比較其動態和靜態性能，并給出具體實現電路及系統仿真結果。

關鍵詞：PWM逆變器功率變換器控制

On Two Types of Current Programmed Control Topologies for Inverters

Abstract:This paper presents a comparative study on two types of current programmed instant control modes for inverters,

PWM and hysteresis type.Principle, static and dynamic performance are discussed. Realization circuits and

simulation results are presented.

Keywords:PWM, Inverter, Power converter, Control

中圖法分類號：TN86文獻標識碼：A文章編號：0219?2713(2000)12－642－03

　　電流型雙環控制技術在DC/DC變換器中廣泛應用，較單電壓環控制可以獲得更優良的動態和靜態性能[3]。其基本思路是以外環電壓調節器的輸出作為內環電流給定，檢測電感(或開關)電流與之比較，再由比較器的輸出控制功率開關，使電感和功率開關的峰值電流直接跟隨電壓調節器的輸出而變化。如此構成的電流、電壓雙閉環變換器系統瞬態性能好、穩態精度高，特別是具有內在的對功率開關電流的限流能力。逆變器(DC/AC變換器)由于交流輸出，其控制較DC/DC變換器復雜得多，早期采用開關點預置的開環控制方式[1]，近年來瞬時反饋控制方式被廣泛研究，多種各具特色的實現方案被提出，其中三態DPM(離散脈沖調制)電流滯環跟蹤控制方式性能優良，易于實現。本文將電流型PWM控制方式成功用于逆變器控制，介紹其工作原理，與電流滯環跟蹤控制方式比較動態和靜態性能，并給出仿真結果。

1三態DPM電流滯環跟蹤控制方式

電流滯環跟蹤控制方式有多種實現形式[1，2，4，5]，其中三態DPM電流滯環跟蹤控制性能較好且易于實現[1]。參照圖1，它的基本工作原理是：檢測濾波電感電流iL，產生電流反饋信號if。if與給定電流ig相比較，根據兩個電流瞬時值之差來決定單相逆變橋的4個開關在下一個開關周期中的導通情況：ig－if>h時（h見圖1，為電流滯環寬度，可按參考文獻[1]P64式5?2選?。㏒1、S4導通，UAB=＋E，＋1狀態；ig－if－h時S2、S3導通，UAB="－"E，－1狀態；|ig－if|h時S1、S3或S2、S4導通，UAB="0，"0狀態。兩個D觸發器使S1～S4的開關狀態變化只能發生在周期性脈沖信號CLK(頻率2f)的上升沿，也就是說開關點在時間軸上是離散的，且最高開關頻率為f。

　　仿真和實驗表明，iL正半周，逆變器基本上在＋1和0狀態間切換，而iL負半周，逆變器基本上在－1和0狀態間切換，只有U0過零點附近才有少量的＋1和－1之間的狀態跳變，從而使輸出脈動減小。

2電流型準PWM控制方式

圖1三態DPM電流滯環跟蹤控制方式

綜合常規PWM單、雙極性工作方式的優缺點，并借鑒滯環控制技術，得到改進的電流環控制電路如圖2。S3、S4基本上以低頻互補，S1、S2以高頻互補方式工作。其基本工作原理：

　　(1)ig正半周，即ig>0時

　　比較器CMP1輸出高電平，S3一直關斷。

　　時鐘信號CLK的上升沿將觸發器RS1置1，S1、S4導通，S2關斷，UAB為＋E，iL按式(1)上升

M1=diL/dt=(E－U0)/L(1)

當iL升至if>ig時RS1翻轉，S1關斷、S2導通，UAB為0，iL按式(2)變化

M2=diL/dt=－U0/L(2)

若U0>0，則iL下降，至開關周期結束；而若U00，則iL繼續上升，此時可能出現三種情況：

　?、賗f上升率小于ig，則if相對于ig下降至開關周期結束；

　?、趇f上升率略大于ig，開關周期結束時if大于ig而小于ig＋h，則下一個開關周期仍保持該狀態(UAB為0）；

　?、廴鬷f升至ig＋h，則CMP3翻轉為1、將RS3清零，S4關斷，負載通過D2、D3續流，UAB為－E，iL按式(3)下降至開關周期結束。if的峰值不大于ig＋h

M2=diL/dt=－(E＋U0)/L(3)

　　(2)ig負半周，即ig　　比較器CMP1輸出低電平，S4一直關斷。

　　時鐘信號CLK的上升沿將觸發器RS2清0，S2、S3導通，S1關斷，UAB為－E，iL按式(3)下降。

　　當iL降至if時RS2翻轉，S2關斷、S1導通，UAB為0，iL按式(2)變化：若U0，則iL上升至開關周期結束；而若U0>0，則iL繼續下降，此時也可能出現三種情況：

　　①if下降率小于ig，則if相對于ig上升至開關周期結束；

　?、趇f下降率略大于ig，開關周期結束時if小于ig而大于ig－h，則下一個開關周期仍保持該狀態(UAB為0)；

　　③若if降至ig－h，則CMP4翻轉為1，RS3清零，S3關斷，負載通過D1、D4續流，UAB為＋E，iL按式(1)上升至開關周期結束。|if|的峰值不大于|ig－h|，即|ig|＋h。

　　可見，這也是一種三態工作方式：iL與U0同相時，逆變器工作在PWM方式，在1狀態和0狀態(或－1狀態和0狀態)間轉換；二者反相時，滯環才起作用，它使逆變器在1，0和－1三種狀態間轉換。

圖2電流型準PWM

3靜態性能的比較

以某逆變器為例，分析和比較上述兩種控制方式下的動態和靜態性能。電路參數：E=180VDC，L=1mH,C=20μF；調制頻率為f；輸出：U0=115VAC、fo=400Hz；額定負載：1kVA電流和電壓反饋系數分別為0?4167和0?25；電壓調節器為PI型：放大倍數Ap=13?5，時間常數τ1=0?27ms；

　　表1為不同負載和不同調制頻率下U0與基準電壓Ur的靜態誤差和U0的THD。

表1不同控制方式下的穩態性能的比較

圖3起動及突加突降負載動態響應過程
（a）三態DPM電流滯環跟蹤控制方式
(b)電流型準PWM控制方式

靜差定義為：，式中U01是U0基波份量有效值，Uon為輸出電壓額定值。

分析表1及仿真波形(略)，發現：

　　(1)調制頻率f較低時，電流型準PWM波形失真較嚴重，但其THD隨f升高而迅速減小。

　　(2)功率開關管在電流型PWM方式時的平均開關頻率高于滯環方式，這意味著前者的開關損耗較大。

　　(3)電流型PWM方式下，諧波分量集中在調制頻率及其整倍數附近，而電流滯環跟蹤控制方式下UAB的諧波比較平均地分布在較寬的范圍內，調制頻率較低時容易產生較大的噪音。

　　(4)輸出電壓靜差基本上不受電流跟蹤方式、調制頻率的影響，而主要取決于電壓調節器參數，也受主電路參數影響。

4動態性能的比較

由于開關點的離散性，DPM電流跟蹤控制方式在控制電路中引入了一個時間常數為1/f的等效純滯后環節，對閉環系統的穩定性和動態性能有不利影響。圖3為起動及負載變化時兩種控制方式下的電感電流iL和輸出電壓U0仿真波形。可見，PWM方式下的動態性能較好，特別是調制頻率較低時，差別更明顯。但隨著調制頻率的提高，滯后時間常數減小，滯環方式的動態性能明顯改善，接近于PWM方式。

　　改變PI電壓調節器參數(減小放大倍數或增大積分時間常數)可以改善動態響應的穩定性、減小動態壓降，但又將增大靜態誤差，即重載時的電壓降落，延長調節時間。換言之，在達到同樣動態性能的前提下，電流型PWM控制方式允許較大的放大倍數或較小的積分時間常數，從而獲得更好的靜態性能。

5結語

　　三態DPM電流滯環跟蹤控制方式實現簡單，開關損耗較低、失真較小。電流型準PWM控制方式可以獲得較好的動態性能，特別是系統穩定性及較小的輸出電壓降落，電路實現比較復雜，它適于調制頻率較低或逆變器輸出濾波電感L、電容C較小的情況。而調制頻率較高時，三態DPM電流滯環跟蹤不失為一種簡單而性能優良的控制方式。

參考文獻

1丁洛.多逆變器共用諧振直流環節系統的研究，[博士論文].南京：南京航空航天大學，1969

2MichaelJ.Ryan,WilliamE.Brumsickle,andRobertD.Lorenz.Controltopologyoptionsforsingle?phaseUPSinverters.IEEETransIndApplication,1997,33(2):493～501

3王創社，樂開端，譚玉山，杜忠.開關電源兩種控制模式的分析與比較.電力電子技術，1998（3）

4張加勝，郝榮泰.滯環控制變流器的開關頻率研究.電工電能新技術，1998（1）

5S.Sathiakumar,FpasalicandS.Y.R.Hui.ComparativestudyofasynchronousandsynchronousdiscretedeltamodulationschemesforDC/ACpowerconversion.PESC'95