單極隔離式功率因數校正（PFC）變換器

1引言

現代開關電源的主要發展趨向之一是提高AC/DC變換器輸入端功率因數，減少對電網的諧波污染。傳統的AC/DC開關變換器輸入端是二極管整流—電容濾波組合電路，其輸入端電流波形呈脈沖狀，交流網側功率因數只有0?6～0?7，電流的總諧波畸變THD(TotalHarmonicDistortion)達到100％。(功率因數為0?999時，THD約為3％)[1]。因此進行網側功率因數校正成為目前研究的熱點之一。

目前研究和應用得最多的隔離式高功率因數變換器要用兩級DC/DC開關變換器串聯，成本增加15％～20％。這種電路的最大缺點是需多個元器件，成本高，效率低，尤其在中小功率場合應用時，很不經濟。對于小功率AC/DC變換器，現在國內外正在研究開發單級高功率因數電路，功率因數可達0?9，而成本只增加5％。因而研究單級功率因數校正及變換技術已成為很迫切的要求。

為了減小PFC變換器的尺寸，降低成本，研究人員嘗試把PFC和隔離式DC/DC變換集成為單個功率級，同時完成輸入功率因數為1和輸出電壓恒定的功能。R.Erickson[2]在1990年較早地提出了建立在反激變換器基礎上的簡單功率因數整流器的設計。接下來的幾年里，M.H.Kherulawa[3]等人陸續提出了幾種單級PFC技術，但所有這些方案都有輸出電壓調節慢，控制復雜和效率低等缺點。1994年，RichardRedl[4]等提出了一系列新型單級隔離式功率因數校正變換器，克服了上述缺點，具有快速調節輸出電壓，只需一個或共同控制的兩個開關，一個PWM控制電路和自動整定線電流的優點。RichardRedl的這項技術獲得了專利。之后，許多研究者在此基礎上研究出各種更完善的單級隔離式PFC變換器，它們與先前研究的變換器相比，在降低貯能電容電壓，減少諧波失真和快速調節輸出響應等方面有很大的改善。

2單級隔離式變換器的結構圖

單級隔離式PFC變換器的功率流圖如圖1所示，而傳統的兩級變換的隔離式PFC電路的功率流圖如

圖1單級式PFC變換器結構圖

圖2兩級式PFC變換器結構圖

圖3基本BOOST單級隔離式PFC變換器

圖4帶有再生鉗位的BOOST反激型單級隔離式PFC變換器

圖5帶有源鉗位和軟開關的BOOST反激型單級

圖6單級充電激勵式PFC變換器

圖2所示。

比較圖1和圖2，單級隔離式變換器通過控制開關的通斷，電路同時滿足了輸入側高功率因數和輸出側電壓的穩定與快速調節。PFC單元與DC/DC變換單元的開關由同一個PWM控制信號控制，而兩級變換器的控制電路相互獨立。

3單級隔離式PFC變換器的分類及特點

單級隔離式PFC變換器大體分為串聯式和并聯式兩種。下面具體介紹各種類型的典型變換器。

3?1串聯式單級隔離式PFC變換器

圖3是由BOOST型PFC電路與單開關反激變換器組合而成的最基本的單級隔離式PFC變換器拓撲。它與普通的DC/DC變換器相比，有電壓應力較高，損失較多的缺點。因此，人們研制出應用各種軟開關技術，減少開關損耗及開關應力的各類新型單級PFC變換器，效率高，而電路拓撲又十分簡單。詳述如下。

（1）帶有再生鉗位的BOOST反激型單級隔離式PFC變換器

與最基本的單級隔離式PFC變換器相比，圖4所示的帶有再生鉗位的BOOST反激型單級隔離式PFC變換器只增加了再生鉗位電容Cc和二極管Dd兩個元器件來構成鉗位電路。Cc用來鉗位開關上電壓，Dd用來阻止Lk,Lp,Ce,L和Cc在開關S關斷時諧振。鉗位電路雖然簡單，但它有效地減小了開關應力(鉗位在Vc＋nV0上)，通過Cc與漏感Lk的諧振再生了貯存在變壓器漏感中的能量，免去了損耗能量的緩沖電路。而且，變換器的功率因數可高于0?99，而普通的單級PFC變換器在相同條件下僅為0?98左右。THD比加緩沖電路時降低9％左右。但這種變換器的開關在閉合時應力較大，不是零電壓下關斷。

（2）帶有源鉗位和軟開關的BOOST反激型單級隔離式PFC變換器

電路拓撲如圖5所示，S1為主開關，S2為有源鉗位輔助開關，電路可看為BOOST單元與反激單元的串聯組合。兩個單元共用一個主開關S1。Cr代表開關S1和S2的總寄生電容，Lk代表變壓器的漏感，Cr、Lk形成串聯諧振電路，實現S1的軟開關，Cc和S2構成有源鉗位電路，限制開關上的諧振電壓。

這種電路可再生變壓器漏感中的能量，減小電壓應力，與前面提到的再生鉗位電路類似，但它又增加了一個輔助開關，實現了零電壓開關，而主開關和輔助開關用同一個控制/驅動電路。控制電路與沒有有源鉗位電路的控制電路相同，能夠采用常用的PWM控制芯片來設計。目前帶有源鉗位和軟開關的單級隔離式PFC變換器廣泛應用于各種小功率場合。

（3）單級充電激勵式PFC變換器

這種變換器沒有用BOOST或其它變換器作為PFC單元，僅用兩個電容來實現PFC。充電激勵式PFC單元由諧振電感Lr，充電電容Ca及Cs,輸出整流管Dx和鉗位二極管Ds組成。如圖6所示。

簡單工作原理如下：開關S閉合，電容CB上的能量傳遞給變壓器的初級繞組，Dx由于加反壓而截止，Lr、Ca和Cs形成串聯諧振從電源吸收能量。這期間，開關不僅承受PFC級的電流，而且還承受DC/DC級的電流。當Vm達到母線電壓VB，Dx開始導通，Lr上貯存的能量傳送給CB，由于Vm被鉗位到母線電壓，所以諧振電容電壓不變，也就沒有電流流過諧振電容，這時開關僅承受來自DC/DC級的電流。開關斷開，Ca及Cs放電，Ca全部放電時，Ds導通，Ca和Cs貯存的能量送給磁化電感，Df開始導通，磁場能量傳送給負載，磁化電流降為零后，Df截止，反向電壓Vcs加到Dx上，Df截止，然后又開始下一個開關周期。

圖7全橋式單級PFC變換器

圖8兩級并聯PFC結構圖

圖9并聯式單級PFC結構圖

開關S在Vm被鉗位到母線電壓時，來自PFC單元的電流為零，開關電流僅來自DC/DC單元。因此，電流應力很小，與DC/DC變換器的基本相同。換句話說，也就是PFC單元不增加動作和開關損耗，變換器有較高的功率變換效率。這是這種變換器的主要優點。同時，這種變換器可在滿載的0?5％到滿載情況下最高貯能電容電壓應力仍低于一般單級隔離式PFC變換器中的貯能電容電壓，而且在負載的0?5％情況下還能調節輸出電壓，這可應用在某些特殊場合。

(4)全橋式單級PFC變換器

圖7給出了ZVS(零電壓開關)、全橋式單級PFC變換器。它在一般的全橋式PFC變換器中加入了含一個開關的輔助電路來實現ZVS，且ZVS可在大的負載范圍內實現，同時有小的電壓、電流應力，開關損耗幾乎為零，EMI噪聲很低。次級部分的整流二極管在ZCS(零電流開關)和ZVS下動作，初級有源器件在ZVS下動作。這個特點很重要是因為在高電壓、高頻率開關電源的開關損失中，主要的損失是由二級管反向恢復損失產生的，而不是有源器件。這種變換器可應用在較高功率場合。然而，它也存在著電路拓撲復雜，需要器件較多，增加費用的缺點，而且輔助開關的峰值電流應力比主開關的要高，但是有效電流應力低。

還有一些具有低諧波失真及軟開關特性的單級PFC變換器，其拓撲大多較為復雜，在此不多敘述。

3?2并聯式單級PFC變換器

所謂單相兩級并聯PFC就是為同時能獲得單位輸入功率因數并調節輸出電壓，大約68％的平均輸入功率(P1)可通過一個功率變換級送到輸出端，僅有剩下的32％的功率(P2)需要處理兩次。功率流圖見圖8。

新型的并聯式單級PFC變換只有一個功率變換級，同時處理輸入功率(P1)和余下的32％功率(P2)。功率流圖見圖9。

下面給出一種并聯式單級BOOST型PFC變換器，如圖10所示。與串聯式單級PFC變換器相比，它具有較高的變換效率，但是電路復雜。因此，近年來研究、應用較多的大多是電路簡單的串聯式單級PFC變換器。

4控制方案

單級隔離式PFC變換器的優點之一就是控制簡單，僅用一個電路即可。目前單級PFC變換器的控制方法有電壓反饋單環控制；也有用電流峰值控制的，它比電壓反饋控制多了一個電流環，除了保持輸出電壓穩定還可控制電感電流，但這種控制方法需斜率補償，對噪聲敏感；另外，還有用平均電流控制法，例如前面提到的全橋式單級PFC變換器，平均電流控制法具有電路穩定性能好，電壓輸入范圍寬，無需斜率補償，測量精度高和適用的功率范圍寬等優點。單級隔離式PFC變換器的主要特點之一就是成本低，因此，人們應用較多的還是電壓反饋單環控制或電流峰值控制法，平均電流控制法雖然性能好，但費用高，背離了設計單級PFC變換器的初衷，所以僅用在少數功率較高的場合。M.H.L.Chow[11]等人在1998年首次提出了同時控制導通比和頻率的控制方案。這種方案通過改變導通比來調節輸出電壓，改變頻率獲得單位功率因數和低電壓應力，同時獲得三種功能。而1994年Jovanovicetal[12]提出的變頻控制方案，不能減少諧波失真。目前，在單級隔離式PFC變換器中，變頻控制因它帶來的負面影響應用得還很少，但應用它可解決某些疑難問題，例如：所有的單級隔離式PFC變換器都存在一個固有的問題，當負載超過最大負載值時，貯能電容電壓繼續上升。這時就可通過當貯能電容上電壓達到最高值時增大開關頻率來解決這個問題。

圖10并聯式單級BOOST型PFC變換器

5小結

本文總結了幾種各具特色的單級隔離式PFC變換器，并在此基礎上討論了控制方案。單級功率因數校正及變換技術這門20世紀90年代發展起來的高效、低成本和實用的新技術，已廣泛應用于小功率的家用電器，充電電池和計算機電源等場合。今后，各種單級隔離式PFC變換技術必將得到進一步的深入研究，并在小功率開關電源領域獲得廣泛的應用。