三相功率因數校正（PFC）技術的綜述(1)

楊成林，陳敏，徐德鴻

(浙江大學電力電子研究所，浙江杭州310027）

摘要：綜述了三相功率因數校正電路發展現狀，并對典型拓撲進行分析比較。

關鍵詞：三相整流器；諧波；功率因數校正

1? 引言

??? 近20年來電力電子技術得到了飛速的發展，已廣泛應用到電力、冶金、化工、煤炭、通訊、家電等領域。電力電子裝置多數通過整流器與電力網接口，經典的整流器是由二極管或晶閘管組成的一個非線性電路，在電網中產生大量電流諧波和無功污染了電網，成為電力公害。電力電子裝置已成為電網最主要的諧波源之一。我國國家技術監督局在1993年頒布了《電能質量公用電網諧波》標準（GB/T14549-93），國際電工委員會也于1988年對諧波標準IEC555?2進行了修正，另外還制定了IEC61000-3-2標準，其A類標準要求見表1。傳統整流器因諧波遠遠超標而面臨前所未有的挑戰。

表1? IEC61000-3-2A類標準

??? 抑制電力電子裝置產生諧波的方法主要有兩種：一是被動方法，即采用無源濾波或有源濾波電路來旁路或濾除諧波；另一種是主動式的方法，即設計新一代高性能整流器，它具有輸入電流為正弦波、諧波含量低、功率因數高等特點，即具有功率因數校正功能。近年來功率因數校正(PFC)電路得到了很大的發展，成為電力電子學研究的重要方向之一。

??? 單相功率因數校正技術目前在電路拓撲和控制方面已日趨成熟，而三相整流器的功率大，對電網的污染更大，因此，三相功率因數校正技術近年來成為研究熱點。

2? 三相六開關PFC電路

??? 六開關三相PFC是由6只功率開關器件組成的三相PWM整流電路，電路如圖1所示。每個橋臂由上下2只開關管及與其并聯的二極管組成，每相電流可通過橋臂上的這2只開關管進行控制。如A相電壓為正時，S₄導通使L_a上電流增大，電感L_a充電；S₄關斷時，電流i_a通過與S₁并聯的二極管流向輸出端，電流減小。同樣A相電壓為負時，可通過S₁及與S₄并聯的二極管對電流i_a進行控制。在實際中控制電路由電壓外環、電流內環及PWM發生器構成。常用的控制方法如圖2所示。PWM控制可采用三角波比較法、滯環控制或空間矢量調制法（SVM）^[27]。由于三相的電流之和為零，所以只要對其中的兩相電流進行控制就足夠了。因而在實際應用中，對電壓絕對值最大的這一相不進行控制，而只選另外兩相進行控制。這樣做的好處是減小了開關動作的次數，因而可以減小總的開關損耗。該電路的優點是輸入電流的THD小，功率因數為1，輸出直流電壓低，效率高，能實現功率的雙向傳遞，適用于大功率應用。不足之處是使用開關數目較多，控制復雜，成本高，而且每個橋臂上兩只串聯開關管存在直通短路的危險，對功率驅動控制的可靠性要求高。為了防止直通短路危險，可以在電路的直流側串上一只快恢復二極管^[28]。

圖1? 三相六開關PFC電路

圖2? 三相六開關PFC電路控制圖

3? 單相PFC組合的三相PFC

??? 由三個單相的PFC電路組合構成三相PFC電路如圖3及圖4所示^[1,2,3]。圖3中每個單相PFC后跟隨一個隔離型DC/DC變換器。DC/DC變換器的輸出并聯后向負載供電，該電路由于需3個外加隔離DC/DC變換器，因此成本較高。圖4電路是3個單相PFC變換器在輸出端直接并聯而成的。每個單相PFC的控制可采用平均電流控制法、峰值電流控制法或固定導通時間控制法。單相PFC組合成三相PFC的技術優勢是：可以利用比較成熟的單相PFC技術,而且電路由3個單相PFC同時供電，如果某一相出現故障，其余兩相仍能繼續向負載供電，電路具有冗余特性。與三相六開關PFC相比，開關器件少，沒有直通問題，控制可沿用單相PFC成熟的控制技術。但是這種電路由3個單相PFC組成，使用的元器件比較多。圖4電路中3個單相PFC之間存在相互影響，即使加入隔離電感和隔離二極管后也不能完全消除這種影響。電路的效率和輸入電流THD指標有所下降，不適合于大功率應用。

圖3? 由三個單相PFC組成三相PFC電路1

圖4? 由三個單相PFC組成三相PFC電路2

??? 圖5是通過工頻變壓器把三相電壓變換成2個單相，這兩相的輸出電壓幅值相同，相位差90°。然后用2個單相PFC電路來實現三相PFC的功能^[4]。與圖3及圖4相比，這種電路少用一個單相PFC模塊。變壓器可以實現PFC電路與輸入網側間的隔離作用。而且通過變壓器變比的設計，可以調整PFC的輸入電壓。但使用變壓器增大了系統的體積和重量。

圖5? 由2個單相PFC組成三相PFC電路

??? 三相到二相變壓器的Scott和Leblanc兩種繞法分別如圖6及圖7所示。在Scott繞法中，N₂=N₁(N₁,N₂變壓器所繞線圈的匝數)。變壓器的輸入輸出電壓向量如圖6所示。在Lebanc繞法中，N₁=N₂，x=N₁/3=N₂/。電壓V_S1，V_S2的向量圖如圖7所示。變壓器的這兩種繞法都能保證輸入側三相電流的平衡。

圖6? 變壓器的Scott繞法

圖7? 變壓器的Leblanc繞法

4? 三相單開關PFC電路

??? 由于無論是三相六開關PFC還是由單相PFC組成的三相PFC成本都比較高，所以人們一直在尋找更簡單有效的三相PFC拓撲。于是文獻^[5]中提出了三相單開關PFC拓撲結構。三相單開關PFC電路及其控制框圖如圖8所示。三相單開關PFC電路可以看成是單相電流斷續（DCM）PFC在三相電路中的延伸^[5,6]。控制中只有一個電壓環，輸出電壓與參考電壓的誤差經過放大后與三角波比較來控制開關的動作。三相單開關PFC電路開關頻率遠高于電網頻率，在一個開關周期內，輸入電壓近似不變。在開關導通期間，加在三個Boost電感上的電壓分別為各相此時的相電壓（近似不變），電感電流線性上升。在這期間各相的電流峰值正比于對應各相相電壓瞬時值。但在開關關斷時，加在輸入各電感上的電壓由輸出電壓與此時的相電壓瞬時值決定，因而此時電感上的電流平均值與輸入電壓瞬時值不再滿足線性關系，電流也就產生了畸變。

圖8? 三相單開關PFC電路及其控制電路

圖9? Boost電感上的電流波形

??? 設三相單開關PFC的主要參數：V_o為輸出直流電壓，D為開關占空比，f_s為開關頻率，L為Boost電感值，M為升壓比，定義為M=,V_m為輸入相電壓的峰值。三相單開關PFC電路工作時三個Boost電感上的電流波形如圖9所示（設V_c<0，V_a>V_b>0）。在一個開關周期內可以分成四個階段。在t₁期間開關導通，電流i_a，i_b，i_c線性增加，

??? =? (1)

t₂期間開關關斷，i_a，i_b，i_c在輸出電壓和相電壓的共同作用下開始減小，設I_peak,a、I_peak,b、I_peak,c為該開關周期內i_a，i_b，i_c的最大值，

??? =＋? (2)

i_b減小到零，t₂期間結束，開始t₃期間，這時

??? =＋??? (3)

最后，i_a,i_c同時回到零，t₃階段結束。在t₄期間三個Boost電流保持為零。可求得電感電流的平均值如式（4）所列。

??? 圖10給出輸入相電流波形與升壓比關系。圖11是各次諧波幅值與整流輸出電壓增益M的關系。

圖10? 輸入相電流波形與M關系

圖11? 各次諧波幅值與M的關系

??? 從上面的分析可知：為了減小網側輸入電流的畸變就要提高輸出電壓值（輸出直流電壓高，可以縮短一個開關周期內輸入電流平均值與輸入電壓瞬時值的非線性階段t₂和t₃，因而可以減小電流畸變。），但這就增大了開關管承受的電壓，也增加了后面DC/DC變換器的電壓耐量，也給Boost二極管的選擇帶來困難。由于電流工作在DCM下，輸入側的電流THD值大，并需要有較大的EMI濾波器。這種電路的優勢是：電路簡單，僅使用一只開關管，控制容易；由于電路工作在DCM下，Boost二極管D_s不存在反向恢復問題，一般情況下可以不使用吸收電路；開關在零電流下導通，開關開通損耗小；系統成本低。

??? 為了減小輸出電壓值和輸入電流的THD值，可以使用注入諧波的方法來實現開關管的脈寬微調，從而減小電流THD值^[7,8]。諧波注入電路如圖12所示。諧波注入法主要是通過注入6次諧波來抑制輸入電流諧波。6次諧波注入使開關導通比變為

圖12? 諧波注入法電路圖

??? d(t)=D[1＋msin(6ωt＋3π/2)](5)

式中：m為調制比，0<m<1。

??? 由于輸入電流諧波中五次諧波占主導地位，式(4)中略去5次以上諧波時，三相電流可近似為：

??? I_a=I₁sin(ωt)＋I₅sin(5ωt＋π)

??? I_b=I₁sin(ωt－)＋I₅sin(5ωt－)I_c=I₁sin(ωt－)＋I₅sin(5ωt＋)

把式(5)代入式(4)，并忽略m²和高于7次的諧波就有

??? i_a′=I₁sin(ωt)＋(I₅－mI₁)sin(5ωt＋π)－mI₁sin(7ωt)

??? i_b′=I₁sin(ωt－)＋(I₅－mI₁)sin(5ωt－)－mI₁sin(7ωt－)

??? i_c′=I₁sin(ωt－)＋(I₅－mI₁)sin(5ωt＋)－mI₁sin(7ωt－)

??? 由此可見，注入6次諧波時，可以減小5次諧波，但同時也增大了7次諧波。固定開關頻率與諧波注入法的THD比較如圖13所示。在8kW，800V直流輸出時IEC?61000-3-2A類標準與固定開關頻率三相單開關PFC與諧波注入法時三相單開關PFC的5,7,11,13次諧波幅值的比較如圖14所示。在滿足IEC-61000-3-2A類標準時，在不同輸出電壓下允許的最大功率比較如圖15所示。

圖13? 固定開關頻率與諧波注入法時的THD比較

圖14? 在8kW，800V直流輸出時IEC-61000-3-2A類標準與固定開關頻率及諧波注入法5，7，11，13次諧波幅值的比較（圖中系列1，2，2分別為m=4%時固定開關頻率，IEC標準，六次諧波注入）

圖15? 在滿足IEC-61000-3-2A類標準時，在不同輸出電壓下允許的最大功率比較。

??? 另外一種減小諧波的方法是改變開關頻率法^[9]。這種方法每當三相Boost電感電流均下降到零時，開關管立即導通，開始下一個開關周期。在這種條件下Boost電感工作在DCM與CCM的臨界情況(critical)，電感電流波形與升壓比M關系分別如圖16及圖17所示。由于各個時刻輸入電壓值不同，因而開關頻率也不同，即開關是工作在變頻情況下。這種方法的優點是：由于開關頻率改變，諧波不會集中分布在某個開關頻率附近而是分布在某個頻率區域范圍內。這就減小了諧波的幅值，PFC電路前的EMI濾波器可以設計得比較小。

圖16? 工作在critical時電感上電流波形

圖17? 工作在critical時電流波形與M關系

??? 通過兩個三相單開關PFC的交錯并聯(interleaving)的方法也可以減小輸入電流的THD值^[10]。電路如圖18所示。這種并聯的思想是讓這兩個三相單開關PFC電路盡可能工作在接近DCM與CCM臨界的情況下，然后兩只開關的驅動信號在相位上相錯開180°。這樣對單個三相單開關PFC電路來說是工作在DCM下，但這兩個模塊的電流之和有可能是連續的，輸入網側電流的諧波顯著減小，電流波形如圖19所示。交錯并聯的好處是：一方面減小了輸入電流的THD值，另一方面由于兩只開關驅動信號在相位上錯開180°，使系統的等效開關頻率提高1倍，這可以使EMI濾波器的截止頻率提高。這兩方面都可以減小EMI濾波器的體積和重量。電路即便不采用任何電流控制方式，這兩個三相單開關PFC電路都有較好的均流效果。但是，由于使用兩個三相單開關PFC電路模塊，會使整個系統的成本提高。另外為了減小兩個模塊內部相互影響，每個模塊還要加一個隔離二極管。

圖18? 兩個三相單開關PFC交錯并聯電路

圖19? 兩個三相單開關PFC交錯并聯電路電流示意圖

??? 為了減小開關管的電流應力，可用三只開關管取代全橋上半臂或下半臂的整流二極管，另外半臂則不能使用普通整流二極管，而要用快恢復二極管，電路如圖20所示^[11]。三只開關管用同一個驅動信號，電感電流工作在DCM下。與圖8電路相比該電路的優點是：每只開關管的平均電流應力只有圖8電路中開關管的1/3，半導體器件的損耗也比較小(因在開關關斷時，電流只通過二個半導體器件，而圖8電路則通過三個半導體器件)。缺點是：使用了三只開關管和三只快速恢復二極管，成本較高，電路仍工作在DCM下，THD較大。

圖20? 全橋下半臂用三只開關管取代整流二極管的電路

??? 在提高開關頻率進而減小輸入濾波器的同時，為了減小開關損耗及EMI，可以通過輔助開關S_a和L_r，C_r組成的諧振支路使主開關管實現零電流關斷^[12]。電路如圖21所示。零電流關斷的實現過程是這樣的：在主開關S導通期間，C_r通過Lr，S，S_a內部的二極管放電，使C_r電壓為上負下正。在開關關斷前一段時間，輔助開關S_a先導通，C_r與L_r諧振，將C_r上充好的電能放出。諧振電流經過主開關管的方向與原來主開關管電流方向相反，抵消了主開關管的電流，實現主開關管的零電流關斷。

圖21? 主開關管零電流關斷電路

??? 圖22是J.W.Kolar等提出的Buck-Boost輸出型PFC^[13]。這種電路可以認為是反激式單相PFC在三相中的延伸。電路的原理是：開關導通時，電感電流線性上升，開關關斷時，電感電流通過變壓器向負載釋放。電路優點是：輸入電流為純正弦(與圖8電路相比，沒有輸入電流與輸入電壓的非線性階段t₂，t₃)，功率因數為1，輸出與輸入隔離。缺點是：開關的電流應力和電壓應力都很大，與單相正激式PFC相同，適合應用在小功率范圍。

圖22? Buck-Boost型三相PFC電路