與硅器件相比，碳化硅器件具有通態電阻低、開關速度快、熱導率高等性能優勢，有利于提高變換器的效率和功率密度，在工業、高溫高頻、可再生能源發電等場合中已取得初步應用。然而，在實際應用中，功率器件不可避免地要工作在過載、短路等工作狀態下，這就要求其必須具備一定的過載、短路能力。而與Si器件相比，SiC器件管芯面積小，電流密度大，短路能力相對較弱，這給SiC基變換器的可靠工作帶來了很大挑戰。因此，需要充分認識SiC器件的短路機理，揭示影響短路特性的關鍵因素，從而實施有效的保護，以保證SiC功率器件及SiC基變換器安全可靠工作。

功率器件的短路故障模式可分為硬開關故障(HardSwitchingFault，HSF)和負載故障(FaultUnderLoad，FUL)兩種模式。

HSF是指在負載已短路的情況下，開關管開通時引發的故障;

FUL是指在開關管完全導通時，負載突然短路而引發的故障。

以HSF模式為例，對SiC器件短路特性及其工作過程進行分析。同樣以SiC MOSFET為例，HSF的典型短路波形如圖所示。由圖可見，在HSF下，SiC MOSFET有4種工作模態：t1時刻之前，負載短路，此時SiC MOSFET處于截止狀態。

模態1[t1~t2]t1時刻，SiC MOSFET開通。由于主功率回路阻抗很小，流過SiC MOSFET的電流快速增大。di/dt作用于回路寄生電感，使開關管端電壓有所降低。此時，開關管工作區由截止區轉移到飽和區。該模態下，SiC MOSFET溝道載流子遷移率具有正溫度系數，短路電流持續增大。

模態2[t2~t3]開關管仍工作在飽和區。由于開關管端電壓近似為直流母線電壓，且電流較大，SiC MOSFET自身功率損耗很大，開關管自發熱使結溫快速升高，降低了溝道載流子遷移率，導致流過SiC MOSFET的電流減小，di/dt呈現負斜率。

模態3[t3~t4]結溫進一步升高，短路電流逐漸增大，di/dt呈現正斜率。這主要是因為SiC MOSFET溝道載流子電流減小的速率小于熱電離激發漏電流增大的速率。

模態4[t4~]t4時刻開關管關斷，短路電流逐漸減小到零。此后會出現兩種情況:

①開關管安全可靠關斷；

②關斷后出現拖尾漏電流，導致開關管熱失控，發生故障。t1~t4的短路臨界能量為：

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短路失效的兩種模式 ? ? ?

1、柵源短路失效

柵源級失效多發生在柵源級關斷后的數微秒后，表現為負壓關斷的柵壓突變為0，柵源極失效之前有比較明顯的征兆，比如柵源極電壓降低、短路電流出現嚴重拖尾現象。

柵源短路失效? ?

柵源極電壓逐漸降低的現象歸因于在短路過程中SiC MOSFET的柵源極出現泄漏電流并且隨著短路時間的延長而逐漸增大，柵極泄漏電流作用于柵極驅動電阻會產生一定壓降，進而導致柵源極電壓降低。

柵源極泄漏電流出現的主要原因在于，SiC MOSFET的柵極氧化物厚度比典型Si MOSFET的要薄，而且短路時SiC MOSFET承受很高的直流電壓，與典型的硅器件相比，通過柵極氧化物的電場較高短路時柵極氧化層逐漸發生降級，而且短路期間高能耗產生的局部高溫升會進一步增大柵源極泄漏電流。

為了獲得更好的導通能力，需要將SiC MOSFET的柵氧化層做的盡可能薄。然而，柵極氧化層的厚度減薄會導致Si-SiO2界面附近的載流子通過柵極的隧穿幾率增加，引起較為明顯的柵極隧穿電流。一般認為，對于較厚的氧化層和較高的柵壓，電荷通過氧化層有熱電子注入和隧穿兩種方式，而當氧化層厚度小于3nm時，直接隧穿就成為柵極泄漏電流的主要機制，對小尺寸器件的性能產生嚴重影響。隨著柵氧化層厚度的減薄，直接隧穿柵電流取代隨穿電流成為柵漏電流的主導成分，成為影響可靠性的一個重要問題。另一方面，與SiO2的導帶偏移為2.7eV，而Si與SiO2的導帶偏移為3.2eV。所以在給定溫度和電場下，通過FN機制注入到SiC MOSFET氧化物內的電流密度要比Si器件的顯著增髙。而且由于界面態的存在，有效導帶偏移隨溫度的升高而進一步減小，使得隧穿更容易發生。

2、熱崩失效

熱崩失效是器件內部溫度升高到一定等級后引起器件劣化使溫度進一步升高，形成正反饋，最終導致某一種破壞性的結果。熱逸潰失效的原因與短路電流關斷階段產生的較大漏極泄漏電流Ileak有很大關系。當短路脈沖寬度增加到一定長度就會出現拖尾電流，且隨著短路脈寬的繼續增大，拖尾電流也愈發嚴重，指示出漏極泄漏電流的逐漸形成并且逐漸增大。如果短路脈沖寬度小于短路耐受時間tSC即使關斷中出現了漏極泄漏電流也會慢慢降低為零而不會發牛熱崩。而當短路脈沖寬度大于或等于短路耐受時間tSC就會使漏極泄漏電流達到觸發熱逸潰失效的程度。

熱崩失效下，失效模式和短路失效能量E、短路時間tSC有很大關系：

1. 當E很接近短路臨界能量EC時，SiC MOSFET會在關斷延遲tdelay后發生失效。

2. 當E逐漸增大，tdelay會逐漸縮小，直至tdelay縮小至0，SiC MOSFET在短路脈寬內及發生熱崩失效。

熱崩失效

SiC MOSFET的短路保護發揮作用的時間在短路耐受時間以內可以保證SiC MOSFET在本次短路中不失效，而兩種失效模式中，熱崩失效的結果是炸管，嚴重的會損壞整個負載回路，應當極力避免，所以建議短路保護發揮作用的時間應在溫度達到發生熱崩之前。

四種短路檢測方法 ? ? ?

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電阻檢測

電阻檢測是一種最為常見的短路故障檢測方法，使用時在負載電流回路中串入檢測電阻，通過檢測該電阻的端電壓來判斷電路是否發生短路故障。該方法的優點如下:

①簡單，適用于過流、短路等故障檢測;

②檢測信號可用于模擬信號反饋。

但是，該方法也存在一定的缺點:

①損耗大;

②由于檢測電阻本身存在電感，動態響應慢;

③不具有電氣隔離功能。

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2

電流互感器

電流互感器也是一種較為常見的電流檢測方法，?使用時使流過負載電流的導線或走線穿過電流互感器，?進而在電流互感器輸出端輸出與負載電流成一定比例的感應電流。該方法的優點如下:

① 可精確檢測交流電流;

② 具有電氣隔離功能;?

③ 檢測電路具有電流源性質，?抗噪聲干擾能力強。

但是，該方法也存在以下缺陷:?

① 不利于檢測直流電流，若采用霍爾電流傳感器， 則成本較高，且需額外的電源;?

② 為實現快速響應，?互感器必須具有很寬的帶寬，?設計較為復雜。

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去飽和檢測

與上述兩種方法不同，去飽和檢測方法的核心思想是利用SiC器件的輸出特性，其電路原理示意圖如圖所示。

去飽和檢測原理圖

當電路正常工作時，由于SiC MOSFET導通壓降很小，二極管D1正向偏置，電容C1端電壓被鉗位到一個較低的值。一旦發生短路故障，SiC MOSFET端電壓快速升高，由于二極管D1仍處于正向偏置，故其陽極電位也隨之升高，導致電容C1兩端電壓升高。因此，通過實時檢測SiC器件的端電壓即可達到短路檢測的目的。

該方法的優點是: ①不需要電流檢測元件，損耗小; ②動態響應速度快; ③適用性強，既適用于交流場合，又可用于直流場合; ④成本低，易于集成。 但是，該方法也存在一定的缺點: ①檢測精度較低; ②不具有電氣隔離功能; ③為避免開關管開通時保護電路誤觸發，電路必須具有一定的消隱時間。

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寄生電感檢測

與去飽和檢測相似，寄生電感檢測法通過檢測SiC器件源極寄生電感的端電壓來獲取電流信息，其電路原理圖如圖所示。

寄生電感檢測原理圖

當電路正常工作時，寄生電感的端電壓很小。一旦發生短路故障，寄生電感的端電壓會快速升高，通過實時檢測寄生電感的端電壓即可達到短路檢測的目的。

與去飽和檢測技術相比，該方法的優點是: ①動態響應更快; ②抗干擾能力強。 但是，與去飽和檢測技術相似，該方法也存在如下缺點: ①檢測精度較低; ②不具有電氣隔離功能。

常用的去飽和檢測保護電路的方法

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1、比較器方法

基于比較器的短路保護電路原理圖 ?

如圖所示，此為一種采用比較器的去飽和檢測短路保護電路原理圖。其基本原理如下:當PWM信號為高電平時，RS觸發器復位，此時Q為低電平，驅動芯片正常工作，輸出柵極正向偏置電壓，SiC MOSFET開通。同時，柵極正向偏置電壓通過R1、R2給電容C1充電，但是由于SiC MOSFET導通壓降很小，檢測二極管D1正向偏置，C1上的電壓被鉗位到一個較低的值(小于參考電壓Uref)。

當發生短路故障時， SiC MOSFET 端電壓迅速升高，?檢測二極管 D1 陰極電位逐漸升高，?由于二極管 D1 仍處于正向偏置，?故其陽極電位也隨之升高，導致電容 C1 端電壓升高。當 C1 端電壓超過參考電壓時，?比較器輸出高電平， Q 變為高電平，?驅動芯片停止工作，?同時 SiC MOSFET 軟關斷。

正常情況下，當驅動信號為低電平時，觸發器狀態不變，Q仍為低電平，驅動芯片正常工作，輸出柵極負向偏置電壓，SiC MOSFET關斷。同時，C1通過R1、R2放電，最終變為柵極負向偏置電壓。由于此時C1端電壓低于參考電壓Uref，故保護電路并不工作。

2、邏輯門方法

比較器方法的缺點是抗干擾能力較弱。為提高抗干擾能力，可采用邏輯門和施密特觸發器的去飽和檢測短路保護電路，其原理圖如圖所示。

基于邏輯門的短路保護電路原理圖

其基本原理如下：當PWM信號為高電平時，由于D觸發器復位清零端為低電平，此時D為低電平，Enable為高電平，與門M3輸出與PWM信號一致，驅動芯片輸出正向偏置電壓，SiC MOSFET開通；由于SiC MOSFET導通壓降很小，D1正向偏置，R4上的電壓被鉗位到一個較低的值(小于Uref) 。

當發生短路故障時，SiC MOSFET端電壓迅速升高，D1 陰極電位逐漸升高，直至反向偏置，二極管不再具有鉗位功能。在電源U cc 作用下，R4 上的電壓迅速升高，當其超過某一設定值時，施密特觸發器 M4 輸出高電平，即 a 為高電平。此時?時鐘輸入端(CLK) 由低電平變為高電平，Q 變為高電平，Enable 為低電平，與門 M3 輸出低電平，則驅動芯片輸出負向偏置電壓，SiC MOSFET 關斷。

在正常情況下，當驅動信號為低電平時，與門M1 關斷，CLK 一 直 為 低 電 平，D 觸 發 器 狀 態 不變，Enable 為高電平，驅動芯片輸出負向偏置電壓，SiC MOSFET關斷。

編輯：黃飛

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