IGBT 功率模塊的開關特性是由它的內部結構，內部的寄生電容和內部和外接的電阻決定的。在理想狀態我們只需要一個零功率的電壓信號加在MOS 基極，就可以啟動開關。但在實際中在元器件內部電容存儲的電荷必須釋放，所以 需要一個相同開關頻率的驅動功率信號。另外，換流過程也受到寄生電感的影響。寄生電感存在于模塊的端口回路中以及模塊內部，以及連接晶體管芯片的連接線中。

然而，這些參數只能有限制的被用來計算IGBT 的開關特性。例如，在晶體管開通的狀態下(VCE < VGE)輸入和反饋電容增加很大。所以，在數據文件中給出了柵極電量曲線，它可以用來近似計算開關時間和柵極需求。

IGBT 的開關特性可以被看成只有感性電阻負載的硬性開通和關斷。也就是說，負載的時間常數L/R 遠比開關的周期1/f 要大。圖描述了集電極電流和集電極-發射極電壓同柵極控制電壓VGE 的關系。圖描述了在硬性開通和關斷時，工作點的移動，ic = f(vCE)。因為功率MOSFET同IGBT 在這點上只有很小偏差，如圖是這兩種元器件的解釋。

硬性開關的特點就是，在開通或關斷很短的時間內，晶體管的電流和電壓升高，因為在負載回路中，續流二極管阻止了因為電感而產生的電流突變。

在晶體管開通時，續流二極管只有在負載電流完全地換流到晶體管后，才能開始承受截止電壓（關斷）。因此，集電極電流必須先達到負載電流的幅度，然后才是集電極-發射極電壓降落到通態壓降值。

在晶體管關斷時，續流二極管只有在它的極性為正扁后，才開始接續負載電流（開通）。這一條件的出現要求在集電極-發射極電壓先達到換流電壓的水平。

通過被動的緩沖網絡（現在很少使用?）能使工作點緊靠坐標軸。開關損耗被從晶體管轉移到緩沖電路，大部分整體效率會下降。除了受電流和電壓以及開關時間限制外，晶體管的工作點移動還受到其他各種（非理想性的）因素的影響。所以，在數據文件中給出了適用于不同運行狀態下安全運行區域（SOA）。

除了晶體管和二極管的非理想性特性的影響，電流回路中一些被動元器件也會對功耗和工作點的移動造成很大影響。

如圖所示，在IGBT開通后的數十納秒內，集電極-發射極電壓會迅速下降到某一數值，該數值對應了n-區的電壓降。最后n-區充滿了p 集電極的正載流子。經過幾百納秒到幾微秒IGBT 的動態飽和電壓VCE(sat)dyn 降到通態壓降值VCE(sat)。

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開通：0 到t1 時間段 (晶體管截止狀態)

隨著開通柵極電壓，柵極電流iG開始流動。在達到電荷量QG1 之前，電流iG對柵極電容CGE 充電，柵極-發射極電壓VGE 按照一個時間常數 上升，這個時間常數時由IGBT 的輸入電容和柵極控制回路的電阻決定的。因為電壓VGE 小于門限電壓VGE(th)，所以在這個時間段沒有集電極電流。

開通：t1 到t2 時間段 (集電極電流上升)

在達到門限電壓VGE(th) (t1)后，集電極電流開始上升，同樣，IGBT 的電壓VGE 也上升，因為在主動工作區中，它同電流和電流上升率的關系為IC = gfs · VGE。這種狀態一直到t2 時刻，VGE1 = IC/gfs (時刻 t2)。因為直到t2 時刻續流二極管才關閉，所以在t2 時刻以前，VCE 不會降到額定值。在t2 時刻在基極的存儲的電量為電量QG2。IGBT 所產生的大部分損耗出現在這個時間段中，因為當電流iC 小于負載電流IL時，必須有一部分電流流過續流二極管，而這時的集電極-發射極電壓vCE 還沒有在驅動電壓VCC 的條件下，下降到額定值。圖給出了電壓VCC 和VCE 偏差，這個偏差主要是由IGBT 和換流回路中的寄生電感上的壓差所引起的。

開通：t2 到t3 時間段 (晶體管在主動區域開通，平坦區)

隨著續流二極管的關斷，電壓VCE 開始下降。到t3 時刻已接近通態壓降VCE(sat)。在t2 到t3 時間段中，集電極電流同柵極控制電壓還保持轉移率的關系，所以電壓vGE幾乎保持一個固定值。在電壓vCE 下降過程中基極電流向米勒電容CCG充電，充電量為(QG3-QG2)。在t3 時刻在基極的電荷量為QG3。經過換流全部負載電流IL流過IGBT 時，續流二極管進入截止狀態。因為續流二極管的延遲時間，在續流二極管進入截止時，IGBT 的集電極電流iC 還會保持上升，使二極管的反向電流IRRM超過電流IL。這使二極管中的截止延遲電荷量Qrr 下降。

開通：t3 到t4 時間段 (飽和區)

IGBT 在t3 時刻被完全開通，它的工作點通過了主動區開始進入飽和區。電壓VGE同電流IC 不再通過轉移率gfs 有聯系。此時，柵極增加的電荷量(QGtot -QG3)使柵極電壓進一步上升，只至達到VGG。集電極-發射極電壓VCE 雖然快速上升，但還沒有達到它的穩定導通值VCEsat。它根據電壓VGG 和電流 IC 的大小，同n-漂移區的載流子一起，一般需要幾百納秒或幾微秒時間來調整。這個達到動態飽和VCE(sat)dyn = f(t)的時間，就是（雙極的）過溢的載流子（導通離子）通過IGBT n-漂流區所必須的時間。

關斷

我們可以把關斷時理解成開通的反向工作流程形式，在基極的電荷QGtot 必須通過控制電流釋放掉。首先內部電容釋放電荷，這些電荷在流通區域內被清除。所以，在這個區域內，中性干擾會很快被消除，集電極電流在開始階段下降很快。當發射極電流在n 區被關斷后，n 漂移區內還有大量由IGBT 集電極注入的p 載流子。它們必須通過再結合或者反注入的方式被清除。這就產生了集電極的拖尾電流。這個拖尾電流會同加在集電極-發射極電壓有幾微秒的重合，它就決定了IGBT 作為硬性開關的功率損耗的形狀和長度。

圖中給出了在關斷后電壓vCE 產生上沖并超過電壓VCC，造成的主要原因是換流電路內的寄生感應電感和IGBT 在關閉時增加的電流變換率dic/dt。當晶體管構成的開關同理想的硬性開關相差越大（比如在換流電路中的感應元素），基極-發射極電壓波形的臺階就越模糊。在用續流二極管構成的硬性開關特性是非常復雜的。

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審核編輯：劉清