IGBT作為電力電子領域的核心元件之一，其結溫Tj高低，不僅影響IGBT選型與設計，還會影響IGBT可靠性和壽命。因此，如何計算IGBT的結溫T j ，已成為大家普遍關注的焦點。由最基本的計算公式T j =T a +R th(j-a) *Ploss可知，損耗Ploss和熱阻R th(j-a) 是Tj計算的關鍵。

1. IGBT損耗Ploss計算基礎知識

圖1 IGBT導通損耗和開關損耗示意圖

如上圖1所示，IGBT的損耗Ploss主要分為導通損耗Pcond和開關損耗Psw兩部分。

1.1 IGBT導通損耗Pcond

IGBT的導通損耗Pcond主要與電流I c 、飽和壓降Vce和導通時間占空比D有關，如公式1所示：

其中，電流I c (t)和占空比D(t)都是隨時間變化的函數，而IGBT飽和壓降V ce (I c ,T j )，不僅與電流Ic大小，還與IGBT此時結溫Tj相關，如下圖2所示：

圖2 不同溫度IGBT飽和壓降示意圖

為簡化計算，先將飽和壓降V ce (I c ,T j )近似為Ic的線性函數V ce (I c )如公式2所示：

其中，rT為近似曲線的斜率，即?V ce /?I c ，VT0為該曲線與X軸的交點電壓值。

圖3 IGBT飽和壓降隨不同結溫Tj的變化

考慮到Vce與Tj近似線性的關系，如上圖3所示，將Tj的影響因子加入公式（2），得到V ce (I c ,T j )飽和壓降的線性函數，如公式（3）、（4）、（5）所示：

其中，TCV和TCr分別為VT0和rT的溫度影響因子，可根據25°C和125°C（或150°C）兩點溫度計算而得。

基于上述思路，我們可以將IGBT的導通損耗Pcond計算出來。

1.2 IGBT開關損耗Psw

IGBT的開關損耗Psw主要與母線電壓V cc 、電流I c 、開關頻率f sw 、結溫T j 、門級電阻Rg和回路電感Lce有關，如公式6所示：

其中，Esw_ref為已知參考電壓電流、門級電阻、溫度Tj和回路電感下的損耗值，Ki為電流折算系數，Kv為電壓折算系數，K(T j )為溫度折算系數，K(R g )和K(L s )分別為門級電阻和回路電感的折算系數。

通常而言，折算系數Ki、K(T j )和K(R g )，可由Datasheet相關曲線直接估算出來，以1200V/600A的半橋模塊SEMiX603GB12E4p為例進行分析，如下：

圖4 IGBT開關損耗Esw隨電流Ic的變化

圖5 IGBT開關損耗Esw隨結溫Tj的變化

由圖4所示，該IGBT模塊額定電流為600A，取Ki=1.0，在800A（565Arms）電流以下，兩者匹配度很好；在800A以上，不常用，屬于過流等極端工況。

由圖5所示，IGBT的開關Esw與結溫Tj之間關系，可用線性函數去擬合，如下公式：

一般IGBT的TCsw約為0.003，以圖5的損耗數據為例，也可由兩點溫度去算TC sw ，即：

關于門級電阻Rg的折算系數K(R g )，是工程師很關心，也很容易忽略的因素。在Datasheet中都會有一組供參考的R g_ref (R gon /R goff )及其損耗數據E sw ，而實際使用的門級阻值R g_Spec ，未必相同，此時如何折算呢？其實，思路也很簡單。以圖6曲線為例，假定其Datasheet中參考的門級電阻為R gon /R goff =1.5Ω，而實際使用的電阻為R gon =4Ω和R goff =6Ω，則折算系數K(R g )為：

由此可見，單純用Datasheet中參考的門級電阻去計算損耗，很可能與實際出入很大。

圖6 不同門級電阻對開關損耗的影響

此外，IGBT的母線電壓Vcc折算系數Kv相對比較隱晦，無法直接從Datasheet中抓出來；同時，該值也會受到模塊和母線雜散電感等其他因素的影響，很難估算，建議進行雙脈沖損耗測試。關于IGBT的折算系數K v ，賽米控的取值約在1.31.4。圖7是，賽米控1700V的SkiiP4智能功率模塊(IPM)損耗測試的數據曲線，當Kv取1.0時，與測試數據差距較大；而Kv~取1.4時，兩者幾乎重合。

圖7 不同母線電壓Vcc與開關損耗Esw關系

最后，就是最容易被忽略的回路電感折算系數K(L s )。Datasheet相關的損耗數據和曲線的測試，都是建立在模塊廠家各自測試平臺的回路電感參考值L s （即模塊寄生電感之外的主回路電感，包含功率母排和母線電容等的寄生電感）的基礎上，而且門級的參考電阻R gon /Rgoff也會深受該值的約束，如圖8所示。

圖8 回路電感Ls與IGBT參考值

此外，由于每個客戶的設計和應用場合不同，其回路電感Ls也不盡相同，甚至差異很大。尤其，當實際的回路電感Ls比Datasheet參考值大很多時，不僅影響本身的開關損耗，還會引起電壓電流的應力問題；有時為了限制IGBT關斷電壓尖峰，不得不增加門級電阻R g ，以犧牲開關損耗為代價，去降低IGBT開關速度和電壓尖峰。因此，該值的影響很難去做量化評估，只能暫且讓K(L s )=1。但是，在設計初期評估IGBT損耗時，應充分考慮實際設計的回路電感Ls與Datasheet參考值的差異大小，及其帶來的損耗計算誤差。

至此，IGBT損耗計算的基礎知識交待完畢，該損耗算法思路同樣適用于FWD，只是上述各個影響因子的系數可能略有差別。

2. IGBT損耗計算舉例

第一部分的基礎知識，主要分析了某個開關周期中的損耗算法及其影響因子。不同的電力電子拓撲和調制方式，對應不同的損耗計算公式。在此，我們以兩電平三相逆變器為例，結合賽米控的IGBT模塊產品和官方損耗仿真軟件SemiSel，計算IGBT在實際系統中不同工況下的損耗Ploss和結溫T j 。

2.1 三相逆變器損耗的SemiSel仿真（典型工況）

圖9 三相逆變器拓撲示意圖

圖10三相逆變器電流電壓波形示意圖

圖9和10是典型的SPWM調制的逆變器波形示意圖?；舅惴ㄊ牵雀鶕p耗公式算出IGBT、FWD的平均損耗P v(av) ，然后以正弦半波函數P v(t) 來近似等效，再乘以熱阻抗網絡Z th ，最終可得到Tj波形的最大值T j(max) 和均值T j(av) ，如圖11所示。此外，損耗P v(t) 本身是隨Tj而變化的，因此，上述Tj的運算需經過多次迭代完成。

圖11從平均損耗P v(av) 到T j(max) 波形示意圖

值得一提的是，僅用IGBT平均損耗P v(av) 去計算，得到的平均結溫T j(av) ，無法體現實際IGBT結溫T j(t) 的波動。在相同的平均損耗P v(av) 時，低頻輸出（小于10Hz）的結溫峰值T j(max) 更高更惡劣，如下圖12所示：

圖12 Tj (max) 隨不同輸出頻率fout的變化

以三相逆變器典型的工況為例，在使用SemiSel進行仿真時，如圖13，有幾點需要注意：

1. 過載條件的設置：過載倍數、時間、最低輸出頻率；
2. 門級電阻對開關損耗的影響；
3. 散熱條件的設置：開關數量、并聯數量、熱阻系數；

其中，散熱條件的設置，在堵轉工況時有所不同。SemiSel仿真結果，見圖14所示。

圖13 三相逆變器SemiSel仿真注意事項

圖14 三相逆變器SemiSel仿真結果

2.2 三相逆變器堵轉的SemiSel仿真設置（特殊工況）

無論額定工況還是過載輸出，其輸出電流都是交變的，全部6個IGBT/FWD在交替導通，即三個半橋模塊的損耗比例是1:1:1；而在逆變器堵轉時，其輸出電流是直流的，類似三個Buck電路在工作，一半的IGBT/FWD在開關，此時，三個半橋的電流比例大約1:0.5:0.5，相當于2個完整的IGBT/FWD。因此，在SemiSel里，除了選擇Buck電路來仿真堵轉外，散熱器的開關數量N和散熱器熱阻R th(s-a) 的設置，應分別取N=2和Heatsink CF=1.5，如圖14所示。

圖15 三相逆變在堵轉時的散熱器參數設置

3. IGBT損耗計算的誤差

最后，大家都會問一個同樣的問題，與實測相比，損耗計算或者SemiSel仿真誤差怎么樣？

首先，仿真無法替代實測。其次，仿真有誤差，測試其實也有誤差，兩者應該相互參照。最后，毫無疑問，應以實測為準。另外，如何看待仿真，我覺得需要分階段來看：在項目初步選型階段，實測不便，更多的是基于Datasheet進行損耗與結溫Tj的計算與評估，此時更看重的是，各家模塊在相同的仿真算法框架下的橫向性能對比。在選型確定和樣品實測階段，基于實際測試平臺，用雙脈沖實驗，把優化后的損耗數據庫，去更新和替代項目初期的Datasheet損耗數據，然后對比分析仿真與實測的差異，不斷優化算法的各種影響因子，以達到設計允許的誤差和余量要求，最后在微處理器中以代碼實現。因此，所謂的誤差，是一個動態變化和調整的過程，不能一概而論。