與大多數功率半導體相比，IGBT 通常需要更復雜的一組計算來確定芯片溫度。這是因為大多數 IGBT 都采用一體式封裝，同一封裝中同時包含 IGBT 和二極管芯片。為了知道每個芯片的溫度，有必要知道每個芯片的功耗、頻率、θ 和交互作用系數。還需要知道每個器件的 θ 及其交互作用的 psi 值。

本應用筆記將簡單說明如何測量功耗并計算二極管和 IGBT 芯片的溫升。

損耗組成部分 ? ?

根據電路拓撲和工作條件，兩個芯片之間的功率損耗可能會有很大差異。IGBT 的損耗可以分解為導通損耗和開關（開通和關斷）損耗，而二極管損耗包括導通和關斷損耗。準確測量這些損耗通常需要使用示波器，通過電壓和電流探針監視器件運行期間的波形。測量能量需要用到數學函數。確定一個開關周期的總能量后，將其除以開關周期時間便可得到功耗。

圖 1. TO?247 封裝，顯示了 IGBT 芯片（左）和二極管芯片（右）

IGBT開通 ? ?

圖 2. IGBT 開通損耗波形

將開通波形的電壓和電流相乘，即可計算出該周期的功率。功率波形的積分顯示在屏幕底部。這就得出了 IGBT 開通損耗的能量。

功率測量開始和結束的時間點可以任意選擇，但是一旦選定了一組標準，測量就應始終遵循這些標準。

IGBT導通損耗 ? ?

圖 3. IGBT 傳導損耗波形

導通損耗發生在開通損耗區和關斷損耗區之間。同樣應使用積分，因為該周期內的功率并不是恒定的。

IGBT關斷 ? ?

圖 4. IGBT 關斷損耗波形

開通、導通和關斷損耗構成了 IGBT 芯片損耗的總和。關斷狀態損耗可以忽略不計，不需要計算。為了計算 IGBT 的總功率損耗，須將這三個能量之和乘以開關頻率。

IGBT 損耗必須使用阻性負載或在負載消耗功率的部分周期內進行測量。這樣可消除二極管導通。

圖 5. 二極管導通損耗波形

FWD反向恢復 ? ?

圖 6. 二極管反向恢復波形

圖 5 和圖 6 顯示了二極管在整流器或電抗模式下工作期間的電流和電壓波形。二極管損耗的計算類似于 IGBT 損耗。

需要了解的是，損耗以半正弦波變化。需要考慮從峰值到過零的變化，以得出器件的平均功耗。

IGBT 和二極管功耗計算 ? ?

測量完這五個損耗分量后，需要將它們與測量條件相關聯，以便計算每個芯片的總功耗。

圖 7. 感性負載波形

圖 7 顯示了感性負載（如電機）的典型電壓和電流波形。

從 t0 到 t1，電流為電抗性，二極管傳導電流。

從 t1 到 t2，電流為阻性，IGBT 傳導電流。

這些時間段的功耗具有重要價值。基于單個脈沖計算每個時間段的平均功耗非常復雜，但我們可以合理的精度進行估算。為此，我們需要計算該時間段的平均功耗。

在這種情況下，有必要計算平均（或加熱）當量。對于電壓和電流值，它是均方根值；對于功率，它是平均值。

平均功耗 ? ?

此公式計算的是正弦波每個四分之一部分的功率，因此要進行校正，我們需要在分母中添加一個因子 4。只要電壓過零點在 0° 和 90°之間（對于感性負載必定如此），這就是有效的，故公式變為：

二極管 ? ?

二極管在 t0 到 t1 期間傳導電流。利用電壓過零點的波形可得出二極管的峰值功耗。知道此功耗值后，我們可以使用 t0 到 t1 期間的平均功耗公式來求得二極管的平均功耗。

此時間段的示例計算如下所示。

PDIODEpk = 50 W（在電壓過零點）

T = 20 ms（50 Hz 正弦波）

t0 =0

t1 = 2.5 ms

2 W 功率出現在進入周期后的 2.5 ms 時。要計算正弦波峰值處的等效功率，我們需要比較這兩點的幅度。

峰值幅度出現在 90° 或 π/2 弧度處，相當于幅度 1。2.5 ms 處的幅度為 sin(π × 2.5 ms/10 ms) 或 0.707，因此正弦波峰值處的功率為：

IGBT ? ?

對于正電壓半周期，IGBT 在 t1 到 t2 期間傳導電流。IGBT 的平均功耗計算與二極管功耗的計算方法類似。其示例計算如下所示。

PIGBTpk = 95W

T = 20 ms（50 Hz 正弦波）

T1 = 2.5 ms

T2 = 10 ms (T/2)

對于 IGBT 分析，我們將計算完整半正弦波期間 (t0 – t2) 的 IGBT 功耗，然后計算二極管導通期間 (t0 – t1) 的 IGBT 功耗，再從前一功耗中減去后一功耗。

然后計算二極管導通期間的功耗

由于 t2 = T/2，故公式變為

芯片溫度計算 ? ?

一旦計算出兩個芯片的功耗值，就可以使用數據表中的曲線計算芯片溫度。兩個芯片的溫度一般不相同。每個芯片有一個 θ，并有一個交互作用系數 Psi。

θ 是從芯片到封裝外殼或引線的熱阻，它有不同的名稱，例如 RΘJC 是結至外殼熱阻。Psi 是一個常數，表示芯片中未被計算的熱效應。它基于芯片之間的距離。

通常，對于 IGBT 使用的大多數 TO-247 和 TO-220 封裝，0.15°C/W 是一個合理的估計值。

圖 8. IGBT 熱曲線

圖 9. 二極管熱曲線

圖 8 和圖 9 顯示了典型封裝中 IGBT 和二極管的熱響應曲線。曲線上給出了直流值。對于 IGBT，它是 0.486°C/W；對于二極管，它是 1.06°C/W。

為了計算給定功率水平對應的穩態溫度，只需要功耗值、直流 θ 和外殼溫度。計算如下：

示例：

TC = 70°C

RΘJC-IGBT = 0.486°C/W

RΘJC-diode = 1.06°C/W

PD-IGBT = 54.84 W

PD-DIODE = 6.60 W

交互作用系數 Psi = 0.15°C/W

IGBT 的穩態結溫為：

TJ-IGBT = 97.6°C（平均結溫）

二極管的穩態結溫為：

TJ-DIODE = 85.2°C（平均結溫）

為了計算峰值結溫，我們可以將脈沖值增加到穩態（或平均）溫度中。此計算需要上述計算得出的結溫，并加上瞬時溫度變化。

唯一需要的新常數是 IGBT 或二極管對于所需脈沖寬度的脈沖值。在 50 Hz 的線頻率下，半周期的時間為 10 ms。根據圖 8，對于 10 ms 脈沖和 50% 占空比，RIGBT 值為 0.375°C/W；根據圖 9，相同條件下的 RDIODE 值為 0.95°C/W。

基本公式如下：

因此，對于上述條件，峰值結溫為：

?

= 120°C（峰值結溫）

= 91°C（峰值結溫）

總結 ? ?

僅使用 θ 值無法計算多芯片封裝中的結溫。利用從數字示波器獲得的波形和數學公式，可以計算每個器件的功耗。給定 IGBT 的功耗、θ 和 psi，便可計算平均和峰值結溫值。

編輯：黃飛

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