Frances De La Rama and Philip Karantzalis

減小模擬信號鏈的尺寸和成本，并提供ADC抗混疊保護（ADC輸入信號位于ADC采樣頻率附近的頻帶中 不受數字濾波器保護，必須由模擬低通濾波器LPF衰減）。20 V p-p LPF 驅動器的典型應用是工業、科學和 必須使用具有較低滿量程輸入的高速ADC對傳統20 V p-p信號范圍進行數字化的醫療（ISM）設備。

驅動ADC以獲得最佳的混合信號性能是一項設計挑戰。圖1所示為標準驅動器ADC電路。在ADC采集期間，采樣電容將指數衰減的電壓和電流反沖到RC濾波器中。混合信號ADC驅動器電路的最佳性能取決于多個變量。驅動器的建立時間、RC濾波器的時間常數、驅動阻抗和ADC采樣電容的反沖電流在采集期間相互作用，并產生采樣誤差。采樣誤差隨ADC位數、輸入頻率和采樣頻率而直接增加。

圖1.標準ADC驅動器和RC濾波器。

標準ADC驅動器具有大量實驗數據樣本，可用于可靠的設計過程。缺乏實驗室數據來指導驅動ADC的低通濾波器的設計。本文介紹一個LPF驅動器電路，該電路結合了模擬低通濾波、信號壓縮和ADC驅動器（見圖2）。

圖2.LPF驅動器和ADC電路。

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實驗室數據和分析

測量系統動態性能的兩個重要參數是信噪比（SNR）和總諧波失真（THD）。最佳性能是ADC和信號調理級組合的結果，本文包括三階低通濾波器和單端至差分轉換器。圖3所示LPF驅動器電路的–2 dB帶寬和建立時間各不相同，SNR和THD測量結果列于表2至表5中。本文將討論測試的變量及其對系統性能的影響。

低通濾波器 –3 dB 帶寬

將 1 MHz 信號帶寬與 1 MHz 帶寬的兩倍半的性能進行比較。–3 dB點分別為558 kHz、1 MHz和2.3 MHz，性能如表2所示。將截止頻率降低至558 kHz可降低LPF噪聲帶寬并提高SNR。將截止頻率提高到1 MHz或2.3 MHz可縮短LPF驅動器建立時間并降低THD。

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截止頻率可以通過改變圖2中的R或C來改變。當使用C電容設置截止頻率時，LPF驅動器THD較低，如果R電阻降低，SNR略有改善。如表 3 所示。

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設置 RQ 電阻（圖 2）

LPF 的 RQ 電阻設置時間響應。RQ越高，過沖越高，建立時間越長。較低的RQ具有較低的過沖和較短的建立時間。圖3顯示了150 Ω和75 Ω RQ電阻的LPF瞬態響應。LPF 驅動程序已使用不同的 RQ 進行了測試，結果如表 4 所示。

圖3.不同 RQ 值的過沖和建立時間。

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根據實際測量數據，使用75 Ω和150 Ω的RQ對SNR和THD性能沒有顯著影響，只是過沖和建立時間的一個因素。

注意：LTC2387-18和LTC2386-18在10 MSPS時的采集時間分別為61 ns和50 ns。

模數轉換器采樣率

表5中的數據顯示，使用LTC2387-18在10 MSPS時，系統的THD性能低于15 MSPS（圖3的RC驅動電容C4和C2在180 MSPS時為10 pF）。

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遙控濾波器

驅動器和ADC之間的RC濾波器用于帶寬限制，以確保寬帶寬范圍內的低噪聲并獲得更好的SNR。RC值決定了–3 dB截止頻率。降低 R 有時會導致振鈴和不穩定。增加 R 會增加采樣誤差。對 C 使用較低的值將導致較高的充電反沖，但允許更快的充電時間。較高的 C 值將產生較低的充電反沖，但也會導致充電時間變慢。此外，設置RC值對于確保樣品在給定的采集時間內沉降至關重要。使用數據手冊的推薦值和精密ADC驅動器工具的建議值將是一個很好的起點。

精密ADC驅動器工具是一個全面的工具，有助于預測在驅動器和ADC之間使用不同RC值時的系統性能。可以使用此工具檢查的一些參數是采樣誤差時的電荷反沖和采集時間。

為了通過使用3 Ω和25 pF RC實現較低的–180 dB截止頻率，輸入信號的建立和電荷反沖會受到影響。為了具有較低的–3 dB截止頻率并確保輸入信號在采集周期內正確建立，可以選擇使用較低的采樣速率。根據LTC2387-18數據手冊，采集時間通常為周期時間減去39 ns。在2387 MSPS下優化LTC18-15可實現27.67 ns的采集時間，而在10 MSPS下使用該器件可實現61 ns的采集時間。

借助精密ADC驅動器工具，圖4a至4c總結了使用不同RC值時的反沖差和RC時間常數（Tau），以及10 MSPS和15 MSPS采樣速率的采集時間。圖4a顯示了LTC25-82在15 MSPS采樣速率下使用推薦的RC值2387 Ω和18 pF的建立響應。圖4b顯示了使用180 pF的C時RC時間常數更高，對于27 MSPS采樣速率，該時間常數可防止輸入在6.15 ns的采集時間內建立。圖4c使用與圖4b相同的RC（25 Ω和180 pF），但當使用61 MSPS采樣速率時，采集時間增加到10 ns后，信號能夠建立。

圖4.不同采樣速率的充電反沖、RC_Tau、采集時間：（a） 15 MSPS 采樣率，并使用 LTC2387-18 的建議 RC 值（25 Ω 和 82 pF），（b） 15 MSPS 采樣速率并使用 LTC2386-18 的建議 RC 值（25 Ω 和 180 pF），以及 （c） 10 MSPS 采樣速率，使用 LTC2386-18 的建議 RC 值（25 Ω 和 180 pF）。

LPF 驅動器電阻器選擇

LPF驅動器的–3 dB截止頻率可以通過改變R或C來實現。影響系統總噪聲的因素之一是來自電阻的噪聲。根據噪聲計算公式，理論上可以通過降低電阻值來降低電阻噪聲。對于此活動，已嘗試將兩個電阻值作為LPF驅動器R、750 Ω和412 Ω。理論上預計，當R較低時，SNR會更好，但從收集的數據來看，如表2和表3所示，SNR并沒有太大改善，相反，對THD性能的影響更明顯。

LPF電阻越低（圖1中的R），放大器所需的電流要求就越高。使用較低值電阻時，運算放大器輸出電流高于最大線性電流驅動能力。

放大器驅動器選擇

實現器件最佳性能的最佳規格對于選擇要使用的ADC驅動器至關重要。數據收集使用了兩個ADC驅動器，即ADA4899-1和LTC6228。這些 ADC 驅動器是驅動 LTC2387-18 的理想選擇，LTC4899-1 已用于實驗室測量。在選擇ADC驅動器時考慮的一些規格包括帶寬、電壓噪聲、諧波失真和電流驅動能力。根據所進行的測試，就THD和SNR而言，ADA6228-<>和LTC<>的性能差異可以忽略不計。

LPF 設計和應用指南

圖5所示為LPF電路。五個相等電阻（R1至R5）、一個用于調節LPF時間響應的電阻（RQ）、兩個相等的接地電容（C1和C2）和一個反饋電容（C3）（其值為接地電容的十分之一）完善了LPF無源元件集（±1%電阻和±5%電容）。

圖5.LPF 電路。

簡單的LPF設計程序（注1）

R1 到 R5 = R、C1 和 C2 = C。

為了獲得最小的失真，電阻R1至R5必須在600 Ω至750 Ω范圍內。

集合 R = 750 Ω

C = 1.5E9/f3 分貝最接近的標準 5% 電容器，單位為 pF、F3 分貝是 LPF –3 dB 頻率（注 2）

例如：如果 f3分貝為 1 MHz，則 C = （1.5E9）/（1E6） = 1500 pF

C3 = C/10

RQ = R/5 或 R/10（注 3 和 4）

注1. 簡單的濾波器設計只需要一個計算器，并且不需要非線性s域方程。

注2. 如果 R = 619 Ω，則 C = 1.8E9/f3 分貝， f3 分貝是 LPF –3 dB 頻率。

注3. RQ = R/5表示最大阻帶衰減，R/10表示低過沖和快速建立。

對于 RQ/5 和 RQ/10，在 70× f 時，阻帶衰減分別為 –62 dB 和 –10 dB–3 分貝.

注4. 如果 RQ = R/10，則 –3 dB 頻率比 RQ = R/7 低 5%，因此 R1 到 R5 為 0.93×RQ/5 的 R。

說明5. 從LPF驅動器差分輸出到ADC輸入的PCB走線距離必須為1''或更小。

說明6. LPF 運算放大器的 V抄送和 V電子電氣輸出線性電壓擺幅分別為6 V和–1 V，電壓擺幅為0 V至4.098 V。

結論

表2至表5的SNR和THD數據提供了圖2所示電路性能的見解。通過增加電容器來降低LPF帶寬會增加SNR（更低的LPF噪聲帶寬）。較低的LPF帶寬會增加失真（因為LPF建立時間比最小采樣誤差所需的時間長）。此外，如果LPF電阻值過低，則THD會降低，因為LPF運算放大器驅動反饋電阻和反相運算放大器輸入電阻（運算放大器輸出電流越高，失真增加）。

LTC10-2387 ADC采用18 MSPS采樣頻率，LPF通帶必須為1 MHz或更高，以最大限度地降低THD。將LPF設置為1 MHz是SNR、THD和足夠的ADC混疊保護的任意折衷方案。

審核編輯：郭婷