目錄：

• 1、運放之軌到軌
• 2、運放之不可忽略的輸入偏置電流
• 3、運放之快速下降的PSRR
• 4、運放之亂加的補償電容
• 5、運放之被冤枉的共模輸入范圍
• 6、運放之不可忽略的壓擺率
• 7、運放之被遺忘的反饋電阻
• 8、運放之失效的AD620
• 9、運放之ADC的采樣時間被其拖累
• 10、運放之被遺忘的功耗
• 11、溫度對運放的影響

1、運放之軌到軌

某公司對軌到軌運放產品的介紹：“高速(>50MHz)軌到軌運算放大器支持以更低的電源電壓、更接近供電軌的擺幅和更寬的動態范圍工作。”看到沒有：“以更低的電源電壓、更接近供電軌的擺幅和更寬的動態范圍工作。”

看一個軌到軌運放的手冊：

輸出電壓的確是到不了電源的5V，why?運放的輸出級可以簡化為下面這種的結構形式：

由于MOS管有導通電阻，當流過電流時，導致了電壓降。因此當負載越大時，導通壓降越大，輸出電壓越不能達到軌。

所以說，軌到軌運放不是完全的可以使輸出到達電源值，使用的時候，還需要看負載和溫度(影響導通電阻阻值)的關系來決定輸出能達到多大電壓。

2、運放之不可忽略的輸入偏置電流

設計了一個分壓電路，理論上輸入1V，輸出2V，可是一測，總是多了近6、7百個mV。這要是進12位3V量程ADC，可是要吃掉600多個碼。

原來運放正向輸入端和反向輸入端由于TVS漏電流和管子輸入偏置電流，導致了兩個輸入端存在輸入偏置電流(而且由于沒有任何一個器件和另外一個器件一模一樣，這兩者輸入偏置電流還不盡相同);這兩個偏置電流會與外部電阻一起形成偏置電壓后，輸出到后端，形成誤差。如果不巧選擇了一個基于BJT設計的運放，它具有較大的輸入偏置電流，就會造成很大的后級誤差。如下圖這種運放，真是“豈止于大”。

下面假設，兩個輸入端的輸入偏置電流相同。

對于，正向輸入端來說，Ib+帶來偏置電壓幾乎等于0，而對于反向輸入端來說，Ib-帶來的偏置電壓等于350mV(計算時，假設Vout接地，相當于R1//R2)。因此，需要的是在正向輸入端增加一個電阻，來補償反向輸入端帶來的誤差。

正如前文所述，正反相輸入偏置電流不盡相同，補償只能減小失調電壓，而正反相輸入偏置電流差也稱為失調電流。在進行高精度或小信號采樣時，可以選用低失調電流運放，因為加入補償電阻，也代入了一個新的噪聲源，要慎重加入。

偏置電流是運放的主要誤差之一，在之后還會介紹一些影響后級的誤差源。

3、運放之快速下降的PSRR

當我是個菜鳥工程師的時候，做運放設計從來不考慮PSRR，當聽說過PSRR(電源紋波抑制比)之后，每次選運放都會在成本控制基礎上選擇一個有較高PSRR的運放。

比如這款運放PSRR達到了160dB，根據計算公式：

即使電源電壓在4.5V-5.5V區間內發生變化，電源對運放輸出的影響只有10nV。很可惜，這個指標是指電源電壓的直流變化，而不包括電源電壓交流的變化(如紋波)，在交流情況下，這個指標會發生非常大的惡化。Spec.里面提到的只是直流變化，交流變化在后面圖示里面，一般情況下，非資深工程師對待圖示都是滑滑地翻過去。

如果運放電路使用了開關電源，又沒有把去耦、濾波做得很好的話，后級輸入精度會受到極大的影響。來看同一款運放的交流PSRR。

對于500kHz開關頻率的紋波，PSRR+惡化到只有50dB，假設紋波大小為100mV，那么對于后級的影響惡化會達到0.3mV。對于很多小信號采集的應用來說，這個誤差是不可接受的。因此，有些應用場景甚至會在運放電源入口做一個低通濾波(請注意電阻功耗和電阻熱噪聲)。

4、運放之亂加的補償電容

以前有個“老工程師”對我說，反饋電路加個電容，電路就不會震蕩。一看到“震蕩”這么高大上的詞語，我當場就懵逼了，以后所有的電路都并一個小電容，這樣才professional。

直到一天，我要放大一個100kHz(運氣很好，頻率還沒有太高，不然電壓反饋運放都沒法玩)的信號，也是按照經驗并上一個電容，然后信號再也沒有正常。因為，并上了這個電容反饋阻抗對于100kHz的信號變成了只有不到200Ω，導致放大系數變化。

然，這還不是關鍵，問題在于：真的需要一個補償電容嗎?

首先，運放內部存在一個極點(把它想成就是RC低通造成的)，它會造成相位的改變，最大到-90°：

如果再增加一個極點呢，它又會再次對相位進行改變，最大還可以增加到90°：

這樣相位就到了-180°，這有什么問題呢?那就是“震蕩”。看一下電壓負反饋運放的增益：

當某些頻率點上的環路增益Aβ等于1，而相位為-180°的時候，這時Vout/Vin會變成無窮大，電路就不穩定了。因此，當外部增加一個零點時，運放就會在某些頻率點進入震蕩，比如引腳上的分布電容，如下圖：

這時，我們并上一個電容，相當于人為引入一個零點，把拉下去的相位，拉上來，但是，這個分布電容一般很小，使得它環路增益Aβ等于1的位置非常遠，在這么遠的頻點上，運放早就不能正常工作了。而看手冊這個運放自身在100k的時候，相位余量相當的高，超過了90°，完全不需要增加額外的補償電容。

因此，對于具體情況，要具體分析。

5、運放之被冤枉的共模輸入范圍

以前遇到過一個問題，前級運放放大后，再由運放跟隨進ADC，進ADC的信號是0.3V-1.5V。感覺是個很簡單的電路，但是后面實測這顆工作電壓為單電源5V的運放，有部分板卡在輸出1.5V左右的時候，它的輸出值并沒有完全跟隨到輸入值，而低于比1.5V的信號，跟隨都沒問題，但是一旦接近就不對。

當然，這個問題就上了硬件組的會議，最后討論的結果是：“這個運放有問題，我們要找廠商嚎盤，但是我們是xx企業，別個又不得理我們，這樣吧，我們換一個其它公司的運放”。

不幸的是，我們冤枉了一顆運放，并且沒有找到問題原因，幸運的是，在沒有完全弄清原理的前提下，我們碰巧選到了一顆可以正常工作的運放。來看下這款運放的一個指標，運放共模輸入范圍：

運放共模輸入范圍是運放輸入電壓的一個區間，它表征的是運放能夠線性工作的區間，即輸入電壓共模值在這個區間內，當輸入電壓發生變化時，輸出電壓能夠線性的發生變化。

對于跟隨電路，由于存在負反饋，基本上可認為正相輸入端電壓和負相輸入端電壓是同一個值，而這顆運放在5V供電時，它的共模輸入范圍是-0.1V～1.5V。因此，當輸入電壓在1.5V左右的時候，運放就存在不能正常線性跟隨的情況。

為什么不能跟隨呢?來看一個三極管放大電路，它也是運放的組成部分之一，來進行舉例說明。

當輸入的Vb發生變化時，Ie就會隨著Vb發生相應的變化，從而引起Vc的變化，這就是跟隨。

若Vb繼續增大到，使得Vc=Vcc-Ie x Rc計算值為負數的時候，而實際上Ie*Rc并不能超過Vcc，這時放大電路達到飽和甚至電流反相，導致輸出電壓固定或削峰或反向等。

運放的單電源與雙電源供電：

運放采用雙電源供電(一般電源電壓需要對稱)可獲得最大的動態范圍。共模輸入電壓等于1/2Vcc，此條件下可以獲得最佳的性能。若工作于雙電源模式，此最佳輸入共模電壓是0V，這就是雙電源供電最大的好處。

6、運放之不可忽略的壓擺率

做1pps驅動電路，要求上升沿≤5ns，FPGA輸出的信號用運放跟隨增強驅動后，發現上升沿達不到要求。為什么呢?因為沒有考慮到一個重要的指標，壓擺率。壓擺率是指：輸入為階躍信號時，閉環放大器的輸出電壓時間變化率的平均值。即輸入一個理想的階躍信號，輸出會是一個帶斜率信號，這個信號的爬升速率就是壓擺率。

看一下這個運放的壓擺率：

根本達不到要求啊，5ns只能爬升20mV，所以，上升沿根本達不到設計需求。怎么辦呢?后期飛線增加了一個脈沖增強電路。

脈沖增強電路C4和R4，相當于一個微分電路C4和RL(當C x RL遠小于壓擺率時間)加一個直流電阻R4，使得負載RL上的信號邊沿變得更加陡峭。分析一下：

a.電容C4與RL形成分壓電路，根據下圖的計算公式，C4上電壓的變化率等于RL上的電壓值。

b.那么假設電容電壓變化率在0-τ范圍內是幾乎不變化的，那么負載RL上面的電壓也是幾乎不變的，一旦電容開始充電(電壓發生變化)，負載RL的電壓就上升到頂點。記為波形1，如下圖。

c.然后在電容充電結束后開始下落，為了解決沒有變化率就沒有電壓的問題，增加一個直流電阻R4維持波形，它是一個直通波形，也就是原始波形，記為波形2。

d.兩個波形合在一起后，由于波形1，波形2的上升沿得到極大增強，從而使得合成波形上升沿得以改善。

7、運放之被遺忘的反饋電阻

為了擴大外部驅動能力，一般會在最后一級增加一個跟隨電路，選擇電流反饋運放-CFA增加運放的輸出帶寬。好簡單哦，可惜你就是調不出來。還是先看圖吧。好簡單哦，可惜你就是調不出來。還是先看圖吧。

什么電源軌、共模輸入范圍、增益積帶寬、帶載能力、壓擺率。。。我全都考慮了啊，還是不對呢?

因為，CFA和VFA(電壓反饋運放)不一樣，讀書時學的運放，基本上老師都是拿VFA進行舉例和講解。下圖是CFA運放的模型：

它與VFA區別是，輸入端不再是兩個都虛斷，反相輸入電阻ZB是個非常小的值，但又絕對不能認為是零;它的開環增益Gout不再是非常大，而是約等于1;它的跨阻Z可以認為是無窮大。

因此，CFA的跟隨電路的電路模型如下：

解出Aβ等于：它的閉環增益是：

當沒有反饋電阻ZF的時候，A約等于1，ZF趨近于0，Aβ趨近于無窮，增益趨近于0，和想要的跟隨電路完全不一樣，也就是網上常說的“CFA不加反饋電阻就沒信號”。(沒找到這句話，忘記是在哪里看到的了，只能看下CFA手冊上對反饋電阻的介紹)

因此，要增加一個反饋電阻，電路就會正常工作了。

PS：上面推導計算有技巧，只能從Aβ進行計算推導，因為CFA的計算前提是反相輸入電阻ZB是個非常小的值;它的跨阻Z可以認為是無窮大，所以，要在求極限是找到一個單一變量，如果按照最終表達進行求極限，一個函數，三個變量(ZF趨近于0，ZB趨近于0，Z趨近于無窮)，沒法玩，如下圖。

8、運放之失效的AD620

在我讀大學的年代，儀用放大器絕對是一個高X格的詞語，在那個還常見三運放搭差分運放的年代，儀放是超高共模抑制比、高溫度穩定性的代名詞，正相反相兩個電壓差一減，就得到了結果，這絕對是一個采集EEG信號的好東西啊。

由于EEG信號幅度很小，加上前級放大，也不過1V左右，因此，屢試不爽也沒什么問題。后來要做一個工業現場信號檢測，就不正常了。還是先看圖吧：

采集4～20mA電流，得到1V～5V電壓差，放大2倍后進入后級ADC。為了防止電阻功耗過高，R128、R129、R130三個電阻采用了并聯取值的方式，最終取到了250Ω這個值。

分析一下，正相輸入端2V～10V，符合器件輸入范圍(VCC-1.4V)，反相輸入端1V～5V，我加了負電，那更是符合了;然后看放大倍數2倍，Vmax=10V，也符合器件輸出范圍(VCC～1.4V);電源、放大倍數、去耦等等都沒有問題。這是一個顯得沒有任何錯誤的原理圖，但是實際上，它會在高輸入電壓值時發生錯誤。

看下儀放的內部原理，就明白了(這里選一個手上有的資料，非AD620的內部原理，其實儀放原理都差不多)。

正相輸入電壓和反相輸入電壓體現在儀放內部的R2處，而真正進行輸出的電壓，是由V1out和V2out體現的，換一句話說，最終增加的電壓值平分為兩份，一份由V1out提供，它會比V1高，另外一份由V2out提供，它會比V2低。

再看原理圖，在20mA的時候，Vin+達到了10V，Vin-是5V，放大2倍，在儀放內部需要將Vin+放大到12.5V。這已經超過了儀放供電電壓，因此是絕對不可能正常工作的。

9、運放之ADC的采樣時間被其拖累

ADC采集信號，信號穩定的時候，很準確;信號變化的時候，數據不穩定。當然了，ADC有采樣時間，軟件工程師也知道，他采了10次，只取后5次，但是數據還是有不穩定的狀態。讓硬件來看電路，硬件工程師說，電路當然沒有問題了，全是從別人那里扣來的，怎么在我這就有問題了?

先看ADC的指標Tcycmin=500nS和Tacqmin=80nS，這是顆SAR型ADC，速度能上Mbps，還算挺快的。所以，它連續采樣10次，所用時間也才10μS左右。

而運放從信號輸入到輸出，并不是一個無延時的過程，而是一個有延時還帶震蕩的過程，同時，這個過程的時間還會因為后級線路的PCB設計而增大。如下圖：

看一下運放的指標，當4V時，達到0.01%，時間為5.1μS，此時帶來的波動誤差是0.4mV，而在4V范圍內，一個16位ADC的1LSB為0.06mV。誤差可以吃掉6、7個碼字，如果再加上分布電容和走線電阻，這個時間會進一步增加，使得后級穩定時間增長，從而導致誤差變得更加的大。后來軟件工程師調低了采樣率，增加了采集時間，問題得以解決。

10、運放之被遺忘的功耗

做過一款板卡，功耗要求很嚴格，因此，設計完成后，就畫了電源樹，計算了每個器件的功耗，沒有超，然后投版，調試，一上電，功耗超標。后面一檢查，發現是運放功耗計算的時候出現了問題，下圖這樣的運放電路用了5個。

由于是直流驅動，在計算的時候，只考慮了運放本身的靜態功耗，PD=15V x 4.2mA =63mW，按照最大靜態功耗來考慮，功耗余量還綽綽有余。

實際上，忽略了一個重要的功率消耗點：運放供電電壓15V到輸出電壓(1V～4.5V)之間的電壓差，全部在運放里面消耗了，按照最大壓差計算，一個電路就消耗140mW。這種耗散功率，以前從來沒有考慮過，所以，全部都選擇性的忽略了，當遇到功耗要求緊張的需求時，問題就暴露出來了。

11、溫度對運放的影響

1)輸入失調電壓溫漂：在規定工作溫度范圍內，輸入失調電壓Input Offset Voltage隨溫度的變化量與溫度變化

量之比值。 該參數是指Vos在規定工作范圍內的溫度系數，是衡量運放溫度影響的重要指標。一般情況下約為(10～30)uV/攝氏度，高質量的可做<0.5uV/C(攝氏度)。

2)輸入失調電流溫漂：在規定工作溫度范圍內，輸入失調電流隨溫度的變化量與溫度變化量之比值。 它是指輸入失調電流Input Offset Current在規定工作范圍內的溫度系數，也是衡量運放受溫度影響的重要指標，通常約為(1～50)nA/C，高質量的約為幾個pA/C。