引言

移相全橋零電流開關DC/DC變換器是一種適用于大功率開關電源的軟開關電路。它具有主電路結構簡單，易于實現高頻化；變壓器的漏感可以納入諧振電路實現功率器件軟開關；主電路采用IGBT時，電壓應力也很小。因為電路中IGBT的關斷是在零電流條件下，可以有效地抑止IGBT由于拖尾電流帶來的關斷損耗。主電路變壓器匝比小則有更容易避免飽和的優點。

1、燃料電池并網系統

本論文研究的是一個輸入電壓為100 V，輸出±380 V的DC/DC變換器，應用于燃料電池并網發電系統，完成燃料電池輸出和并網逆變器輸入之間升壓功能。系統結構框圖如圖1所示，其所采用的DC/DC升壓裝置原理如圖2所示。

本文所分析的電路，通過輸入電感儲能向輸出端供電，類似與Boost電路，由于在啟動過程中，輸出電壓從0開始逐漸增大，在啟動的一段時間范圍內，輸入電感始終處于充電狀態，電感電流持續增大，最終導致輸入電流過流。另外，在輸出端也會有類似Boost電路的電壓超調現象，使得輸出電壓過壓。因此如何解決電流型DC/DC變換器啟動過程中出現的輸入過流、輸出過壓問題，成為此種電流型DC/DC變換器能否應用于燃料電池發電系統前端DC/DC變換器的關鍵技術之一。

2、 電路控制原理

圖3所示為主電路IGBT驅動的時序，電路工作原理類似于Boost電路。具體分析見參考文獻。

為了達到快速調整輸出電壓、輸入電流的目的，在該DC/DC變換器中采用輸出電壓外環和輸入電流內環構成的雙環控制系統。參考電壓Vref作為電壓外環的給定，電壓外環的輸出作為電流內環的給定。由于電流內環的作用，使閉環響應速度加快，并有效限制輸出電流紋波，控制框圖如圖4所示。同時，由于電壓外環的作用使輸出電壓有效榨制在后級逆變器所要求的電壓值的范圍內。

3、 電流型DC/DC變換器啟動電路的設計

本文所采用的啟動電路結構如圖5所示，在輸入電感上附加一個耦合線圈。

在電路啟動過程中，給原邊的四個IGBT加上完全相同的控制信號，即采用同時開通或同時關斷的方式，此時，電路主變壓器被短路，整個電路等效為一個flyback拓撲。為減小橋臂上開關管電壓應力，在電感原邊安裝RCD吸收電路。為限制啟動電流增大過快，啟動時占空比從O逐漸增大。具體的控制邏輯如圖6所示，采用三角波和逐漸增大的一個電平信號比較得到占空比逐漸增大的PWM波形。

在啟動工作模式下，電路共分兩種工作模式。

3.1 模式l（充電模式）

S1～s4同時開通時工作，其過程如圖7所示。

輸入電壓U4給電感充電，負載通過輸出端大電容續流，整流二極管Df上沒有電流流過。假設n為輸入電感上耦合線圈和原邊線圈的比值，則此時整流二極管Df上反向電壓應力為

3.2 模式2（供電模式）

s1～s4同時關斷，其工作過程如圖8所示。

輸入電感上的能量通過耦合在上面的副邊線圈和整流二極管Df向負載端釋放，并給輸出的大電容充電。此時原邊開關管的電壓應力為

由于啟動過程可完全等效成一個反激電路，啟動過程的最大輸出電壓理論上等于占空比最大時輸出的電壓，即

當啟動電路的占空比達到最大值時，切換到正常工作模式，由于輸出電容已經被充電到一個預定值，因此，切換過程中輸入電感不過流。

4、 實驗波形

電路實驗條件如下：輸入電壓：DC 90V，兩路輸出電壓：380V，兩路負載各180Ω，啟動模式下兩路輸出各帶死負載500Ω。

圖9中橋臂1的波形和理論分析的波形一致。

由圖10可得，輸入電流為20A。

輸出電壓為380V，而單路輸出電壓的紋波為2V，相當于單路輸出電壓380V的0.5％。

圖11為由啟動模式切換到正常工作相移模式時的單路輸出電壓波形。由圖11可見，輸出電壓在切換時的超調量約為30V，基本解決了電流型全橋相移DC/DC變換器啟動過程中電壓超調的問題。

圖12所示為啟動時4個開關管之一上的電壓波形，此時電壓波形為處于切換前的電壓波形，等效的flyback工作占空比已經從O升高到約為0.5。

圖13所示為啟動時輸入電流波形。由圖13可見，輸入電流波形和反激電路flyback工作時輸入電流波形是一致的。

切換至相移工作模式時后（兩路輸出各帶500Ω死負載）輸入電流波形如圖 14所示。

5、 結語

ZCS全橋相移DC/DC變換器具有以下優點：變壓器原邊功率器件IGBT實現零電流關斷，有效減小了開關損耗，提高了效率。

通過一個在輸入電感上耦合上一個線圈于輸出端相連接可以實現電路的軟啟動，抑止了傳統電流型電路啟動時候的過流和過壓問題。

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