１、欠采樣接收機的系統結構

蜂窩基站（ＢＴＳ：基站收發器）通常由多個不同的硬件模塊組成，其中之一就是完成ＲＦ接收（Ｒｘ）及發送（Ｔｘ）功能的收發器（ＴＲｘ）模塊。在老式模擬ＡＭＰＳ及ＴＡＣＳ ＢＴＳ中，一個收發器只能處理一路全雙工Ｒｘ和Ｔｘ ＲＦ載波，因而要用很多個收發器才能提供足夠的載波。如今在全球范圍內，模擬技術已被ＣＤＭＡ 和ＷＣＤＭＡ所取代，歐洲也已在１０年前采用了ＧＳＭ。在ＣＤＭＡ中，多個主叫用戶可使用同一個ＲＦ頻率，這樣，一個收發器就要同時處理多個主叫用戶的信號。目前已有多種ＣＤＭＡ和ＧＳＭ的設計方案，ＢＴＳ制造商也一直致力于探索可降低成本和功耗的方法，對單載波解決方案進行優化或開發多載波接收機就是行之有效的方案。圖１是ＢＴＳ設備常用的欠采樣接收機的結構框圖。

圖１中，Ｍａｘｉｍ公司的２ＧＨｚ ＭＡＸ９９９３和９００ＭＨｚ ＭＡＸ９９８２混頻器可為許多設計提供所需的增益和線性度，而且具有極低的耦合噪聲，這樣就不再需要那些損耗較高的無源混頻器。而ＭＡＸ２０２７和ＭＡＸ２０５５則分別工作在接收機的第一、二中頻級，此兩款器件在其整個增益調節范圍內？ＯＩＰ３均可達到＋４０ｄＢｍ。圖１中的數據轉換器采用的是ＭＡＸ１４１８（１５位、６５Ｍｓｐｓ） 和ＭＡＸ１２１１（１２位、６５Ｍｓｐｓ）。實際上，Ｍａｘｉｍ公司其它采樣速率的數據轉換器器件也可滿足大多數設計要求。若將圖１中的第二下變頻器省去（虛線中所示），那么，圖１所示電路就變成了單路下變頻器結構。

２、高性能器件推薦

２．１ 低噪聲ＡＤＣ器件ＭＡＸ１４１８

圖１所示的欠采樣接收機結構對ＡＤＣ的噪聲和失真有著嚴格的要求。在接收機中，電平較低的有用信號單獨被數字化或同時伴隨有無用的、需要倍加關注的大幅度信號，因此要想使接收機正常工作，ＡＤＣ的有效噪聲系數要按這兩種信號的極端情況（即有用信號最小、無用信號達到最大值）來計算。對于較小的模擬輸入信號，ＡＤＣ的噪聲基底中占支配地位的熱噪聲和量化噪聲決定著ＡＤＣ的噪聲系數（ＮＦ）。

ＭＡＸ１４１８系列產品對ｆＩＮＰＵＴ ＜ ｆＣＬＯＣＫ／２時的基帶應用特別適用。當轉換器工作在這個頻段時，這些基帶特性極佳的器件將具有最佳的動態范圍，其中包括針對６５Ｍｓｐｓ時鐘速率的ＭＡＸ１４１９及針對８０Ｍｓｐｓ時鐘速率的ＭＡＸ１４２７，它們的基帶ＳＦＤＲ（無雜散動態范圍）均可達到９４．５ｄＢｃ。

實際上，ＭＡＸ１４１８也可與１４位接口器件一起工作，此時的ＳＮＲ會有輕微損失，而ＳＦＤＲ則不受影響。

當ＡＤＣ的前端增益為３６ｄＢ時， 天線端的超過－３０ｄＢｍ的單音阻塞電平將超出ＡＤＣ的輸入量程。依照ＣＤＭＡ２０００蜂窩基站標準規定，天線端允許的最大阻塞電平為－３０ｄＢｍ，此時的前端增益就需要降低６ｄＢ，這樣，在標準規范允許的余量范圍內？允許加到ＡＤＣ上的最大阻塞信號可能更大。假設留有２ｄＢ的余量，前端增益減小６ｄＢ會使天線端的最大阻塞電平變為－２６ｄＢｍ，并使ＡＤＣ的最大允許輸入信號變為＋４ｄＢｍ。也就是說，當出現單音阻塞時，蜂窩標準允許的總干擾（噪聲＋失真）相對于參考靈敏度來說將惡化３ｄＢ，而這３ｄＢ 在噪聲和失真之間如何分配就是設計人員要考慮的問題了。

２．２ 采用一次下變頻結構的ＭＡＸ１２１１轉換器

如果在較高的ＩＦ段能夠獲得足夠的ＳＮＲ和ＳＦＤＲ指標，那么，欠采樣電路便可用于一次下變頻結構。Ｍａｘｉｍ公司的ＭＡＸ１２１１型、１２位、６５Ｍｓｐｓ轉換器就是采用這一結構設計的，它的引腳與即將推出的８０Ｍｓｐｓ 及９５Ｍｓｐｓ轉換器兼容，此系列器件可對頻率高達４００ＭＨｚ的輸入中頻信號進行直接采樣，此外，它還具有其它先進的性能，如時鐘輸入可以是差分信號也可以是單端信號，時鐘占空比可在２０％到８０％之間調整等。另外，ＭＡＸ１２１１還設計有數據有效指示器（以簡化時鐘及數據時序），并采用小型４０引腳ＱＦＮ（６ ｘ ６ ｘ ０．８ｍｍ）封裝，二進制補碼和格雷碼數字輸出格式。

較之兩次變頻結構，一次變換器具有明顯的優勢。由于省去了第二級下變頻混頻器、第二級中頻增益電路及第二級ＬＯ合成器，故元件數量及電路板空間可減少約１０％，同時成本也將有較大降低。

２．３ ＩＦ放大器ＭＡＸ２０２７和ＭＡＸ２０５５

ＭＡＸＩＭ公司也提供每級增量為１ｄＢ的數控增益、高性能ＩＦ放大器。其中ＭＡＸ２０２７數控增益放大器？ＤＶＧＡ？采用單端輸入／單端輸出方式，可工作在５０ＭＨｚ至４００ＭＨｚ頻率范圍內，其最大增益時的噪聲系數只有５ｄＢ。而ＭＡＸ２０５５則是單端輸入／差分輸出的ＤＶＧＡ，可在３０ＭＨｚ至３００ＭＨｚ頻率范圍內驅動高性能ＡＤＣ。在ＭＡＸ２０５５的差分輸出和ＡＤＣ的差分輸入之間可用一個升壓變壓器來提供差分驅動，這樣有利于輸出信號之間的平衡。這兩個ＤＶＧＡ通常工作在５Ｖ偏置，并在整個增益設置范圍內可以達到＋４０ｄＢｍ的ＯＩＰ３。

２．４ 高線性混頻器ＭＡＸ９９９３和ＭＡＸ９９８２

在接收電路中，混頻器往往承受的是性能要求比較嚴格的較大輸入信號。理想狀態下，其輸出信號幅值和相位與輸入信號的幅值和相位成正比，而且這種比例與ＬＯ信號無關。因此，混頻器的幅度響應與ＲＦ輸入呈線性關系，且與ＬＯ輸入信號無關。

然而，混頻器的非線性也會產生一些不希望的混頻信號，稱之為雜散響應，這些雜散信號是由到達混頻器ＲＦ端口的雜波信號在ＩＦ頻段產生的響應。無用的雜散信號將干擾有用的ＲＦ信號的工作，混頻器的ＩＦ頻率可由下式給出：

ｆＩＦ ＝ ±ｍｆＲＦ ± ｎｆＬＯ

這里，ｆＩＦ、ｆＲＦ 和ｆＬＯ分別是各自端口的信號頻率，ｍ和 ｎ是將ｆＲＦ 和ｆＬＯ信號混頻后的諧波階數。

ＭＡＸＩＭ公司的集成（或有源）平衡混頻器ＭＡＸ９９９３和ＭＡＸ９９８２由于其性能優于無源混頻方案而備受關注。當ｍ或ｎ為偶數時？平衡式混頻器能夠抑制一定的雜散響應。理想的雙平衡混頻器可以抑制ｍ或ｎ（或兩者）為偶數的所有響應。在雙平衡混頻器中，ＩＦ、ＲＦ和ＬＯ端口之間都是相互隔離的。設計合理的非平衡變壓器可使混頻器在ＩＦ、ＲＦ和ＬＯ頻帶產生交迭。ＭＡＸ９９９３和ＭＡＸ９９８２的特點包括：低噪聲系數，內含ＬＯ緩沖器，低ＬＯ驅動，允許兩路ＬＯ輸入的ＬＯ開關，極好的ＬＯ噪聲特性等。此外，在ＲＦ和ＬＯ端口還有ＲＦ非平衡變壓器。

由于ＭＡＸＩＭ的這些混頻器內都嵌有ＬＯ噪聲性能極好的ＬＯ緩沖器，因而降低了對ＬＯ電源的要求。通常ＬＯ噪聲與電平較高的輸入阻塞信號相混合會降低接收靈敏度，而ＭＡＸ９９９３和ＭＡＸ９９８２由于內含低噪聲ＬＯ緩沖器，因此可在出現阻塞時減輕對接收靈敏度的影響。例如，假設ＶＣＯ輸入信號的邊帶噪聲是－１４５ｄＢｃ／Ｈｚ，而ＭＡＸ９９９３的ＬＯ噪聲特性典型值是－１６４ｄＢｃ／Ｈｚ，這樣，復合邊帶噪聲就只下降０．０５ｄＢｃ／Ｈｚ到－１４４．９５ｄＢｃ／Ｈｚ。采用這種方法，用戶只需為混頻器提供一個電平較低的ＬＯ信號，便能確保接收機的混頻特性不會因為ＭＡＸ９９９３內置ＬＯ緩沖器的性能而降低。

此外，還有一種棘手的２階雜散響應，也稱為半中頻（１／２ＩＦ）雜散響應。對于低端注入，其混頻器階數為：ｍ＝２、ｎ＝－２；而對于高端注入，則其混頻器階數為：ｍ ＝－２、ｎ ＝２。低端注入時，引起半中頻寄生響應的輸入頻率比希望的ＲＦ頻率低ｆＩＦ／２，圖２所示是有用ｆＲＦ？ｆＬＯ？ｆＩＦ與無用ｆＨａｌｆ－ＩＦ頻率的具體位置。實際上，所希望的ＲＦ頻率為１９０９ＭＨｚ與１７４０ＭＨｚ的ＬＯ頻率的混頻，而得到的ＩＦ頻率為１６９ＭＨｚ。雖然，ＣＤＭＡ 的ＲＦ和ＩＦ載波頻寬為１．２４ＭＨｚ，但在這里表示成一個頻率為中心載頻的單頻信號。在這個例子中， １８２４．５ＭＨｚ頻率的無用信號造成了１６９ＭＨｚ的半中頻雜散成份。由于：

２ｆＨａｌｆ－ＩＦ － ２ｆＬＯ ＝ｆＩＦ

故可得：２×１８２４．５ＭＨｚ－２×１７４０ＭＨｚ＝１６９ＭＨｚ

一般情況下，抑制總量（也稱為２×２雜散響應）可根據混頻器的第二截點ＩＩＰ２來預測，圖３給出了ＭＡＸ１９９３的２×２ ＩＭＲ或雜散值。圖中的信號電平是用輸入ＩＰ２（ＩＩＰ２）性能計算的混頻器輸入電平。具體的計算公式如下：

ＩＩＰ２ ＝２×ＩＭＲ＋ＰＳＰＵＲ ＝ ＩＭＲ ＋ ＰＲＦ

＝２×７０ｄＢｃ＋？－７５ｄＢｍ？＝７０ｄＢｃ＋？－５ｄＢｍ？

＝＋６５ｄＢｍ

由于ＭＡＸＩＭ公司的ＭＡＸ９９８２ ９００ＭＨｚ有源濾波器提供的典型雜散響應２ＲＦ－２ＬＯ為６５ｄＢｃ，因此，其ＩＩＰ２的計算方法如下：

ＩＩＰ２ ＝２×ＩＭＲ＋ＰＳＰＵＲ＝ＩＭＲ＋ＰＲＦ

＝２×６５ｄＢｃ＋？－７０ｄＢｍ？＝６５ｄＢｃ＋？－５ｄＢｍ？

＝＋６０ｄＢｍ

３、結束語

在接收器增益要求不高時，ＭＡＸＩＭ的１５位ＡＤＣ芯片ＭＡＸ１４１８具有極佳的噪聲性能，因而可以用最小的ＡＧＣ承受較大的阻塞電平或干擾電平。ＭＡＸ１２１１ ＡＤＣ系列產品適合于一次變頻接收結構，其第一ＩＦ輸入頻率可達４００ＭＨｚ。另外，ＭＡＸ９９９３和ＭＡＸ９９８２混頻器可提供需要的線性度，同時具有噪聲系數低，功率增益較高等特點，因而可在接收機設計過程中省去無源濾波器。ＭＡＸ２０２７和ＭＡＸ２０５５ ＤＶＧＡ在整個增益可調范圍內的ＯＩＰ３典型值約為＋４０ｄＢｍ。由這些元件組成的接收器能夠將低成本解決方案的性能提高一個等級。

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